0096编号：
毕业设计论文
题目类型：课 题： 中频感应加热电源的设计 院 （系）： 机电与交通工程系 专 业： 电气工程及其自动化 学生姓名： 吴 科 虎 学 号： 020120221
指导教师单位： 电气工程教研室 姓 名： 何 少 佳
职 称： 高级实验师
理论研究 实验研究 工程设计√ 工程技术研究 软件开发 2006年 06月 03 日
1 / 67
文档可能无法思考全面，请浏览后下载!
摘 要
中频感应加热以其加热效率高、速度快，可控性好及易于实现机械化、自动化等优点，已在熔炼、铸造、弯管、热锻、焊接和表面热处理等行业得到广泛的应用。
本设计根据设计任务进行了方案设计，设计了相应的硬件电路，研制了20KW中频感应加热电源。
本设计中感应加热电源采用IGBT作为开关器件，可工作在10 Hz～10 kHz频段。它由整流器、滤波器、和逆变器组成。整流器采用不可控三相全桥式整流电路。滤波器采用两个电解电容和一个电感组成Ⅱ型滤波器滤波和无源功率因数校正。逆变器主要由PWM控制器SG3525A控制四个IGBT的开通和关断，实现DC-AC的转换。
设计中采用的芯片主要是PWM控制器SG3525A和光耦合驱动电路HCPL-316J。设计过程中程充分利用了SG3525A的控制性能，具有宽的可调工作频率，死区时间可调，具有输入欠电压锁定功能和双路输出电流。由于HCPL-316J具有快的开关速度（500ns），光隔离，故障状态反馈，可配置自动复位、自动关闭等功能，所以选择其作为IGBT的驱动。
对原理样机的调试结果表明，所完成的设计实现了设计任务规定的基本功能。此外，为了满足不同器件对功率需要的要求，设计了功率可调。这部分超出了设计任务书规定的任务。
关键词：感应加热电源；串联谐振；逆变电路；IGBT
文档可能无法思考全面，请浏览后下载!
Abstract
The Intermediate Frequency Induction Heating has been widely applied in melting, casting, bend, hot forging, welding, Surface Heat Treatment due to its advantages of high heating efficiency、high speed、easily controlled、easily being mechanized and automated.
The scheme has made a plan of designs based on the task of design, designed corresponding hardware circuit and developed 20kW intermediate frequency induction heating power system.
The thesis discusses the Choice of converter scheme in detail. Series Resonance Inverter has another name is Voltage Inverter. Its Output Voltage approaches square wave and load current approaches sine-wave. Inversion must follow the Principles of break before make and there is enough dead-time between turn-off and turn on in order to avoiding direct through in upper and lower bridges.
The thesis discussed the Choice of converter scheme in detail as well as introduced the control circuit of this power source and its design principle. Develop 20kW intermediate frequency induction heating power system with switch element IGBT. Make a research on Converter Circuit, control circuit, driver circuit etc.
The CMOS chip that is applied in the design is mainly PWM Controller SG3525A and optical coupler Drive Circuit HCPL-316J. The controlled feature of PWM Controller SG3525A is fully utilized in the process of design, which has wide adjustable operating frequency and dead time, input under voltage lock function and twin channel output current. The optical coupler Drive Circuit HCPL-316J is chosen as the driven of IGBT due to its functions, such as fast switch speed (500ns), optical isolation, the feedback of fault situation, wide operating voltage (15V～30V), automatic reset and automatic close down etc.
Key words：Induction heating power supply; series resonance；inverse circuit；IGBT
3 / 67
文档可能无法思考全面，请浏览后下载!
目 录
引言 ...................................................................... 1 1 绪论 ................................................................... 2 1.1 感应加热的工作原理 .................................................... 2 1.2 感应加热电源技术发展现状与趋势 ........................................ 3 2 感应加热电源实现方案研究 ............................................... 5 2.1 串并联谐振电路的比较 .................................................. 5 2.2 串联谐振电源工作原理 .................................................. 7 2.3 电路的功率调节原理 .................................................... 8 2.4 本课题设计思路及主要设计内容 .......................................... 8 3 感应加热电源电路的主回路设计 ........................................... 9 3.1 主电路的主要设计元器件参数 ............................................ 9 3.2 感应加热电源电路的主回路结构 .......................................... 9 3.2.1主回路的等效模型 ................................................... 10 3.2.2整流部分电路分析 ................................................... 13 3.2.3逆变部分电路分析 ................................................... 15 3.3 系统主回路的元器件参数设定 ........................................... 16 3.3.1整流二极管和滤波电路元件选择 ....................................... 16 3.3.2IGBT和续流二极管的选择 ............................................. 17 3.3.3槽路电容和电感的参数设定 ........................................... 18 4 控制电路的设计 ........................................................ 19 4.1控制芯片SG3525A ...................................................... 19 4.1.1内部逻辑电路结构分析 ............................................... 20
4 / 67
文档可能无法思考全面，请浏览后下载!
4.1.2芯片管脚及其功能介绍 ............................................... 21 4.2 电流互感器 ........................................................... 23 5 驱动电路的设计 ........................................................ 24 5.1 绝缘栅双极型晶体管（IGBT）对驱动电路的要求 ........................... 24 5.1.1门极电压对开关特性的影响及选择 ..................................... 24 5.1.2门极串联电阻RG对开关特性的影响及选择 .............................. 25 5.2 IGBT过压的原因及抑制 ................................................ 25 5.3 IGBT的过流保护 ...................................................... 26 5.3.1设计短路保护电路的几点要求 ......................................... 27 5.4 集成光电隔离驱动模块HCPL-316J ....................................... 27 5.4.1器件特性 ........................................................... 27 5.4.2芯片管脚及其功能介绍 ............................................... 28 5.4.3内部逻辑电路结构分析 ............................................... 28 5.4.4器件功能分析 ....................................................... 29 5.4.5驱动电路的试验和注意问题 ........................................... 30 6 辅助直流稳压电源 ...................................................... 31 6.1 三端固定稳压器 ....................................................... 31 6.2 本次设计用的的电源 ................................................... 32 6.2.1 18伏，15伏稳压电压电源 ............................................ 32 6.2.2 ±12伏，±5伏双路稳压电源 ......................................... 32 6.2.3元器件选择及参数计算 ............................................... 33 7 硬件调试 .............................................................. 34 8 结论 .................................................................. 35 致谢 ..................................................................... 37 参考文献 ................................................................. 38 附录一 整体电路原理图 .................................................... 39 附录二控制电路PCB ....................................................... 40
5 / 67
文档可能无法思考全面，请浏览后下载!
6 / 67
文档可能无法思考全面，请浏览后下载!
引言
随着功率器件的发展，感应加热电源的频率也逐步提高，经历了中频、超音频、高频几个阶段。在感应加热电源的应用中，淬火、焊管、焊接等工艺都要求高频率高功率的电源。功率MOSFET虽然可以实现高频工作，但其电压、电流容量等级低，大功率电源需采用串、并联技术，影响了电源运行的可靠性。绝缘栅双极晶体管(IGBT)比较容易实现电源高功率化，但在高频情况下，其开关损耗，尤其是IGBT关断时存在的尾部电流，会工作频率的进一步提高。
本文论述的中频感应加热电源采用功率自关断功率器件IGBT，负载频率是开关管工作频率的二倍，间接拓宽了IGBT的使用频率；功率管工作于零电流开关状态，彻底消除了尾部电流引起的关断损耗，理论上可实现零开关损耗；同时采用死区控制策略后，可实现负载阻抗调节。以往一般采用晶闸管来实现逆变电路，但是晶闸管关断期反压太低，参数匹配麻烦，输出频率仍然偏低；而采用IGBT后，并让电路工作在电流断续状态下，这些问题都得到很好地解决。
为满足中小工件加热的需要，研制了一种新型线效的中频感应加热电源。该电源具有输出电压低圈匝数少、不需要中频变压器降压、结构简单、效率高。
0 / 67
文档可能无法思考全面，请浏览后下载!
1 绪论
感应加热具有加热效率高、速度快、可控性好及易于实现自动化等优点，广泛应用于金属熔炼、透热、热处理和焊接等工业生产过程中，成为冶金、国防、机械加工等部门及铸、锻和船舶、飞机、汽车制造业等不可缺少的技术手段。
1.1 感应加热的工作原理
感应加热原理为产生交变的电流，从而产生交变的磁场，在利用交变磁场来产生涡流达到加热的效果。如图1.1：
图1.1 感应电流图示
当交变电流通入感应圈时，感应圈内就会产生交变磁通，使感应圈内的工件受到电磁感应电势e。设工件的等效匝数为N2。则感应电势：
deN2dt （1-1）
如果磁通是交变得，设msint，则
有效值为：
E4.44fN2M （1-3）
感应电势E在工件中产生感应电流使工件内部开始加热，其焦耳热为：
2 Q0.24I2Rt （1-4）
式中： I2——感应电流有效值（安），R——工件电阻（欧），t——时间（秒）。 这就是感应加热的原理。感应加热与其它的加热方式，如燃气加热，电阻炉加热等不同，它把电能直接送工件内部变成热能，将工件加热。而其他的加热方式是先加热工件表面，然后把热再传导加热内部。
金属中产生的功率为：
PEIcos4.44fN2Mcos （1-5）
1 / 67
文档可能无法思考全面，请浏览后下载!
感应电势和发热功率不仅与频率和磁场强弱有关，而且与工件的截面大小、截面形状等有关，还与工件本身的导电、导磁特性等有关。
2 / 67
文档可能无法思考全面，请浏览后下载!
在感应加热设备中存在着三个效应——集肤效应、近邻效应和圆环效应。 集肤效应：当交变电流通过导体时，沿导体截面上的电流分布式部均匀的，最大电流密度出现在导体的表面层，这种电流集聚的现象称为集肤效应。
近邻效应——当两根通有交流电的导体靠得很近时，在互相影响下，两导体中的电流要重新分布。当两根导体流的电流是反方向时，最大电流密度出现在导体内侧；当两根导体流的电流是同方向时，最大电流密度出现在导体外侧，这种现象称为近邻效应。
圆环效应：若将交流电通过圆环形线圈时，最大电流密度出现在线圈导体的内侧，这种现象称为圆环效应。
感应加热电源就是综合利用这三种效应的设备。在感应线圈中置以金属工件，感应线圈两端加上交流电压，产生交流电流I1，在工件中产生感应电流I2。此两电流方向相反，情况与两根平行母线流过方向相反的电流相似。当电流I1和感应电流I2相互靠拢时，线圈和工件表现出邻近效应，结果，电流I1集聚在线圈的内侧表面，电流I2聚集在工件的外表面。这时线圈本身表现为圆环效应，而工件本身表现为集肤效应。
交变磁场在导体中感应出的电流亦称为涡流。工件中产生的涡流由于集肤效应，沿横截面由表面至中心按指数规律衰减，工程上规定，当涡流强度从表面向内层降低到其数值等于最大涡流强度的1/e(即36.8% )，该处到表面的距离△称为电流透入深度。由于涡流所产生的热量与涡流的平方成正比，因此由表面至芯部热量下降速度要比涡流下降速度快的多，可以认为热量(85～90%)集中在厚度为△的薄层中。透入深度△由下式确定： 2//0rf(mm) （1-6）
式中: ρ——工件电阻率（Ω•m ）, μ。——真空磁导率4π×10(H/m). μ
——工件磁导率(H/m ), μ——工件相对磁导率， ω——角频率(rad/s )， f
——频率(HZ)。
将μ。和π的数值代入，即可得公式:
50300/rf(mm) （1-7）
从上式可以看出，当材料电阻率、相对磁导率给定后，透入深度△仅与频率f平方根成反比，此工件的加热厚度可以方便的通过调节频率来加以控制。频率越高，工件的加热厚度就越薄。这种性质在工业金属热处理方面获得了广泛的应用。
1.2 感应加热电源技术发展现状与趋势
（1）感应加热电源技术发展现状
2 / 67
文档可能无法思考全面，请浏览后下载!
感应电源按频率范围可分为以下等级：500Hz以下为低频，1-10KHz为中频；20KHz以上为超音频和高频。感应加热电源发展与电力电子器件的发展密切相关。1970年浙大研制成功国内第一台100KW/1KHz晶闸管中频电源以来，国产KGPS系列中频电源已覆盖了中频机组的全部型号。在超音频电源方面，日本在1986年就利用SITH研制出100KW/60KHz的超音频电源，此后日本和西班牙又在1991年相继研制出500KW/50KHz和200KW/50KHz的IGBT超音频电源。国内在超音频领域与国外还有一定差距，但发展很快，1995年浙大研制出50KW/50KHz的IGBT超音频电源，北京有色金属研究总院和本溪高频电源设备厂在1996年联合研制出100KW/20KHz的IGBT电源。在高频这一频段可供选择的全控型器件只有静电感应晶闸管（SITH）和功率场效应晶闸管（MOSFET），前者是日本研制的3KW～200KW，20KHz～300KHz系列高频电源,后者由欧美采用MOSFET研制成功输出频率为200～300KHz,输出功率为100～400KW的高频电源。与国外相比，国内导体高频电源存在较大差距，铁岭高频设备厂1993年研制成功80KW/150KHz的SIT高频电源，但由于SIT很少进入国际化流通渠道，整机价格偏高，并没有投入商业运行。现在，电力电子应用国家工程中心设计研制出了5～50KW/100～400KHz高频MOSFET逆变电源。上海宝钢1420冷轧生产线于1998年引进了日本富士公司的71～80KHz,3200KW高频感应加热电源，是目前世界上最为先进的逆变电源。
3 / 67
文档可能无法思考全面，请浏览后下载!
总体说来，国内在感应加热电源的设计开发和产品化方面虽有发展，但远不能适应我国工业发展的要求，对于应用范围越来越广泛的高频感应加热电源领域的研究尤为薄弱，处于刚刚起步阶段。 （1）感应加热电源技术发展与趋势
感应加热电源的水平与半导体功率器件的发展密切相关，因此当前功率器件在性能上的不断完善，使得感应加热电源的发展趋势呈现出以下几方面的特点。
①高频率
目前，感应加热电源在中频频段主要采用晶闸管，超音频频段主要采用IGBT，而高频频段，由于SIT存在高导通损耗等缺陷，主要发展MOSFET电源。感应加热电源谐振逆变器中采用的功率器件利于实现软开关，但是，感应加热电源通常功率较大，对功率器件，无源器件，电缆，布线，接地，屏蔽等均有许多特殊要求，尤其是高频电源。因此，实现感应加热电源高频化仍有许多应用基础技术需要进一步探讨。
②大容量化
从电路的角度来考虑感应加热电源的大容量化，可将大容量化技术分为二大类：一类是器件的串、并联，另一类是多台电源的串、并联器件的均流问题，由于器件制造工艺和参数的离散性，了器件的串、并联数目，且串、并联数越多，装置的可靠性越差。多台电源的串、并联技术是在器件串、并联技术基础上进一步大容量化的有效手段，借助于可靠的电源串、并联技术，在单机容量适当的情况下，可简单地通过串、并联运行方式得到大容量装置，每台单机只是装置的一个单元或一个模块。感应加热电源逆变器主要有并联逆变器和串联逆变器，串联逆变器输出可等效为一低阻抗的电压源，当二电压源并联时，相互间的幅值、相位和频率不同或波动时将导致很大的环流以致逆变器器件的电流产生严重不均，因此串联逆变器存在并机扩容困难；而对并联逆变器，逆变器输入端的直流大电抗器可充当各并联器之间的电流缓冲环节，使得输入端的AC/DC或DC/AC环节有足够的时间来纠正直流电源的偏差，达到多机并联扩容。
3 / 67
文档可能无法思考全面，请浏览后下载!
③负载匹配
感应加热电源多用于工业现场，其运行工况比较复杂，它与钢铁、冶金和金属热处理行业具有十分密切的了解，他的负载对象各式各样，而电源逆变器与负载是一有机的整体，负载直接影响到电源的运行效率和可靠性。对焊接、表面热处理等负载，一般采用匹配变压器连接电源和负载感应器，对高频、超音频电源用的匹配变压器要求漏抗很小，如何实现匹配变压器的高输入效率，从磁性材料选择到绕组结构的设计已成为一重要课题，另外，从电路拓扑上负载结构以三个无源元件代替原来的二哥无源元件以取消匹配变压器，实现高效、低成本隔离匹配。
④智能化控制
随着感应热处理生产线自动化控制程度及对电源可靠性要求的提高，感应加热电源正向智能化控制方向发展。具有计算机智能接口、远程控制、故障自动诊断等控制性能的感应加热电源正成为下一代发展目标。
2 感应加热电源及其实现方案研究
2.1 串并联谐振电路的比较
感应加热电源根据补偿形式分为两种，并联谐振式(电流型)电源 和串联谐振式(电压型)电源。
图2.1感应加热电源主电路图
并联谐振式电源采用的逆变器是并联谐振逆变器，其负载为并联谐振负载。通常需电流源供电，在感应加热中，电流源通常由整流器加一个大电感构成。由于电感值较大，可以近似认为逆变器输入端电流固定不变。交替开通和关断逆变器上的可控器件就可以在逆变器的输出端获得交变的方波电流，其电流幅值取决于逆变器的输入端电流值，频率取决于器件的开关频率。
4 / 67
文档可能无法思考全面，请浏览后下载!
串联谐振式电源采用的逆变器是串联谐振逆变器，其负载为串联谐振负载。通常需电压源供电，在感应加热中，电压源通常由整流器加一个大电容构成。由于电容值较大，可以近似认为逆变器输入端电压固定不变。交替开通和关断逆变器上的可控器件就可以在逆变器的输出端获得交变的方波电压，其电压幅值取决于逆变器的输入端电压值，频率取决于器件的开关频率。
串联谐振逆变器和并联谐振逆变器的差别，源于它们所用的振荡电路不同，前者是用L、R和C串联，后者是L、R和C并联；
(1)串联谐振逆变器的输入电压恒定，输出电流近似正弦波，输出电压为矩形波，换流是在晶闸管上电流过零以后进行，因而电流总是超前电压－φ角。
并联谐振逆变器的输入电流恒定，输出电压近似正弦波，输出电流为矩形波，换流是在谐振电容器上电压过零以前进行，负载电流也总是越前于电压 －φ角。这就是说，两者都是工作在容性负载状态。
(2)串联谐振逆变器在换流时，晶闸管是自然关断的，关断前其电流己逐渐减少到零，因而关断时间短，损耗小。在换流时，关断的晶闸管受反压的时间较长。
并联谐振逆变器在换流时，晶闸管是在全电流运行中被强迫关断的，电流被迫降至零以后还需加一段反压时间，因而关断时间较长。相比之下，串联谐振逆变器更适宜于在工作频率较高的感应加热装置中使用。
(3)串联谐振逆变器起动较容易，适用于频繁起动工作的场所；而并联谐振逆变器需附加起动电路，起动较为困难，起动时间长。至今仍有人在研究并联谐振逆变器的起动问题。
串联谐振逆变器晶闸管暂时丢失脉冲，会使振荡停止，但不会造成逆变。而并联谐振逆变器晶闸管偶尔丢失触发脉冲时，仍可维持振荡。
(4)串联谐振逆变器并接大的滤波电容器，当逆变失败时，浪涌电流大，保护困难。但随着保护手段的不断完善以及器件模块本身也有自带保护功能，串联谐振逆变器的保护不再是难题。
并联谐振逆变器串接大电抗器，但在逆变失败时，由于电流受大电抗，冲击不大，较易保护。
(5)串联谐振逆变器感应线圈上的电压和补偿电容器上的电压，都为谐振逆变器输出电压的Q倍。当Q值变化时，电压变化比较大，所以对负载的变化适应性差。流过感应线圈上的电流，等于谐振逆变器的输出电流。
并联谐振逆变器的感应线圈和补偿电容器上的电压，都等于逆变器的输出电压，而流过它们的电流，则都是逆变器输出电流的Q倍。逆变器器件关断时，将承受较高的正向电压，器件的电压参数要求较高。
5 / 67
文档可能无法思考全面，请浏览后下载!
(6)串联谐振逆变器的感应加热线圈与逆变电源(包括补偿电容器)的距离较远时，对输出功率的影响较小。而对并联谐振逆变器来说，感应加热线圈应尽量靠近电源
6 / 67
文档可能无法思考全面，请浏览后下载!
(特别是补偿电容器)，否则功率输出和效率都会大幅度降低。
综合比较串、并联谐振逆变器的优缺点，决定对串联谐振式电源进行研究。 2.2 串联谐振电源工作原理
串联谐振逆变器也称电压型逆变器，其原理图如图2.2所示。串联谐振型逆变器的输出电压为近似方波，由于电路工作在谐振频率附近，使振荡电路对于基波具有最小阻抗，所以负载电流i近似正弦波同时，为避免逆变器上、下桥臂间的直通，换流必须遵循先关断后导通的原则，在关断与导通间必须留有足够的死区时间。
图2.2 串联逆变器结构
（a）容性负载 （b）感性负载 图 2.3负载输出波形
当串联谐振逆变器在低端失谐时(容性负载)，它的波形见图2.3(a)。由图可见，工作在容性负载状态时，输出电流的相位超前于电压相位，因此在负载电压仍为正时，电流先过零，上、下桥臂间的换流则从上(下)桥臂的二极管换至下(上)桥臂的MOSFET。由于MOSFET寄生的反并联二极管具有慢的反向恢复特性，使得在换流时会产生较大的反向恢复电流，而使器件产生较大的开关损耗，而且在二极管反向恢复电流迅速下降至零时，会在与MOSFET串联的寄生电感中产生大的感生电势，而使MOSFET受到很高电压尖峰的冲击当串联谐振型逆变器在高端失谐状态时(感性负载)，它的工作波形见图2.3(b)。由图可见，工作在感性负载状态时，输出电流的相位滞后于电压相位，其换流过程是这样进行的，当上(下)桥臂的MOSFET关断后，负载电流换至下（上）桥臂的反并联的
6 / 67
文档可能无法思考全面，请浏览后下载!
二极管中，在滞后一个死区时间后，下(上)桥臂的MOSFET加上开通脉冲等待电流自然过零后从二极管换至同桥臂的MOSFET.由与MOSFET中的电流是从零开始上升的，因而基本实现了零电流开通，其开关损耗很小。另一方面，MOSFET关断时电流尚末过零，此时仍存在一定的关断损耗，但是由于MOSFET关断时间很短，预留的死区不长，并且因死区而必须的功率因数角并不大，所以适当地控制逆变器的工作频率，使之略高于负载电路的谐振频率，就可以使上(下)桥臂的MOSFET向下(上)桥臂的反并联的二极管换流其瞬间电流也是很小的，即MOSFET关断和反并联二极管开通是在小电流下发生的，这样也了器件的关断损耗。上述分析可知，串联谐振型逆变器在适当的工作方式下，开关损耗很小因而，可以工作在较高的工作频率下这也是串联谐振型逆变器在半导体高频感应加热电源中受到更多重视的主要原因之一。
7 / 67
文档可能无法思考全面，请浏览后下载!
2.3 电路的功率调节原理
电源工作在开关频率大于谐振频率状态，负载呈感性，负载电流滞后于输出电压r角。所以在高频条件下输出功率表达式为： P00.9V0I0cosr 0.9VMI0cosr
式中的0. 9是因为矩形波所乘的波形率。从式中可以看出当输入电压一定时，可以通过调节输出电流滞后输出电压的滞后角r来调节输出功率。而滞后角r是由谐振参数和开关管工作频率共同决定的。
从上式可以看出当系统工作在谐振频率时cosr=1，即r为0度，系统输出的功率最大。当开关频率提高时，滞后角r同时开始增大，输出功率开始下降，从而完成功率调节。
2.4 本课题设计思路及主要设计内容
本课题研究的是一种感应加热电源。系统原理图见图2.4
7 / 67
文档可能无法思考全面，请浏览后下载!
图2.4系统原理结构
本文主要设计内容：
(1)给出系统理论模型和主要设计内容。
(2)主回路部分，进一步介绍了整个系统的总体工作过程，分析了主回路的等效模型，通过计算选择主回路元器件参数。
(3)控制系统及实验论证，介绍了控制回路硬件原理和控制模块SG3525A及其组成方案。
(4)驱动电路部分，给出了IGBT驱动电路的要求和驱动模块HCPL-316J，及其在本系统的用途，并分析了其短路方法。
(5) 辅助直流稳压电源,对系统设计过程需要的直流供电稳压电源作了具体分析。
(6)硬件调试部分，分析了系统硬件调试需要注意的问题及本系统调试过程中出现的问题。
(7)结论部分，对设计方案进行了综合和总结，并提出了进一步的工作设想，还附带了经过本次毕业设计的心得体会。
3 感应加热电源电路的主回路设计
3.1 主电路的主要设计技术参数
电网供电电压：3相380V 感应加热电源输出功率：15kW 输出电流频率：20KHz 输出电流值：30A
3.2 感应加热电源电路的主回路结构
主电路结构框图如图3.1所示：
8 / 67
文档可能无法思考全面，请浏览后下载!
图3.1 感应加热电源主结构框图
感应加热电源主电路图，如图3.2所示
图3.2 感应加热电源的主电路图
如图3.2所示，它由整流器、滤波器和逆变器组成。整流器采用不可控三相全桥式整流电路。 、Cd1Ld和Cd (C1、C2)构成Ⅱ型滤波器。两个电解电容-C1，C2串联以减小单个电容的承受的电压，R2 , R3起均压作用。R1为限流电阻，当系统开始上电时，由于电容两端电压为零，故刚开始对电容充电时，电流将很大，加上限流电阻R1后则就电流不会很大了。当电容两端电压达到一定数值时，交流接触器K1闭合，将限流电阻短接。系统即可正常工作。 逆变器采用单相变逆变桥，经变压器和串联谐振电路相接。利用轮流驱动单相对角的两组IGBT工作，把恒定的直流电压变成10 Hz～10 kHz方波电压输出给负载。
3.2.1主回路的等效模型
（1）从图3.2可知，开始工作时，首先给电容C充电。电路等效为一个一阶RC零状态响应电路，把整流器理想化为一个直流电压源。如右下图所示，开关S闭合前电路处于零初始状态，即
uC(0)0。在t0时刻，开关S闭合，电
路接入直流电压源US。根据基尔霍夫电压定律（KVL），有
uRuCUS 把uRiR,iCduC代入，得电路微分方程 dt
图3.2a 主回路等效电路1
9 / 67
文档可能无法思考全面，请浏览后下载!
RCduCuCUS dt求解微分方程得出：
uCUSUSetUS(1e)
USe
RttduCiCdt （2）uC以指数形式趋近于它的最终恒定值US，达到该值后，电压和电流不再变化，电容相当于开路，电流为零。
当电解电容C充满电后，相当一个直流电压源。T1和T4导通时，整流后的直流电开始给负载供电，电流的流向T1—R—L—T4—T1，则主回路等效于一个
一阶RL零状态响应电路。电路图如右下图。 开关S接通后，i（0）=i（0）=0,电路的微分方程为
di LiRus
dt初始条件为i（0）＝0时，电流i的通解
为 ： ti＝i'＋Ae
L式中 τ＝ 为时间常数。
R特解i'＝
us，积分常数 Rus Rt
图3.2b 主回路等效电路2
A＝－i'（0）＝－
u所以 i＝s（1－e）
R（3） T1继续导通，电压源提供的电流为0，此时，电感储存的能量通过
T1和续流二极管D o2形成回路，等效为一个一阶RL零输入响应电路。如右下
图所示。电路在开关S动作之前电压和电流已恒定不变，电感中有电流
I0U0i(0)。具有初始电流I0的电感L和电阻R连接，构成一个闭合回路。R0在t>0时，根据KVL，有
10 / 67
文档可能无法思考全面，请浏览后下载!
图3.2c 主回路等效电路3
uRuL0
di，电路的微分方程为 dtdi LRi0
dt而uRRi,uLL其特征根为
pR LRtL故电流为
iAe
RtL电阻和电感上电压分别为：
uRRiRI0e
RtdiuLLRI0eL
dt（4）当T1和T4关断，T2和T3到通时，电感的自感电流比整流电流大，通过二极管D2、D3续流，等效为一个RLC二阶零输入响应电路。如下图所示，为RLC串联电路，假设电容原已充电，其电压为U0，电感中的 初始电流为I0。则t=0时，开关S闭合， 此电路的放电过程即是二阶电路的零输 入响应。在指定的电压、电流参考方向 下，根据KVL可得
uCuRuL0
d2uCduCduCdiiC，电压uRRiRC，uLLLC。把它们代入上2dtdtdtdt图 3.2d 4 式，得 主回路等效电路 d2uCduCRCuC0 LC2dtdt 上式以uc（令uc=Aept以方便求解）为未知量的RLC串联电路放电过程的
11 / 67
文档可能无法思考全面，请浏览后下载!
微分方程。求解后，特征方程为
12 / 67
文档可能无法思考全面，请浏览后下载!
LCp2RCp10 解出特征根为
RR1 p ()2L2LLC根号前有正负两个符号，所以p有两个值。为了兼顾这两个值，电压uc可以写成
uc=A1ep1tA2ep2t 其中 p1RR1()2 2L2LLCRR1()2 2L2LLC2p2可见，特征根p1和p2仅与电路参数和结构有关，而与激励和初始储能无关。
根据给定的两个初始条件结合电压uc的表达式，可得 A1A2U0
p1A1p2A2I0 C将解得的A1和A2代入电压uc的表达式 uc=A1ep1tA2ep2t，就可以得到
RLC串联电路零输入响应的表达式：
I0R(CuCe2LP1P2P1U0R1()2)t2LLCI0R(Ce2LP2P1P2U0(R21))t2LLC
3.2.2 整流部分电路分析
（1）基本工作原理
为了尽可能减小整流器直流输出电压中的纹波，通常在整流器直流一侧并联容量较大的滤波电容。
本设计采用目前应用最为广泛的三相桥式全控整流电路，其原理图如图3.2所示，习惯将其中阴极连接在一起的3个二极管(Dl、D3、D5)称为共阴极组；阳极连接在一起的3个二极管(D4、D6、D2)称为共阳极组。此外，习惯上希望二极管按从1至6的顺序导通，为此将二极管按图示的顺序编号，即共阴极组中与a、b、c三相电源相接的3个二极管分别为D1，D3，D5，共阳极组中与a、b、c三相电源相接的3个二极管分别为D4、D6、D2；从以下的分析可知，按此
12 / 67
文档可能无法思考全面，请浏览后下载!
编号，二极管的导通顺序为D1—D2—
13 / 67
文档可能无法思考全面，请浏览后下载!
D3—D4—D5—D6。
图3.3 电容滤波的三相桥式不可控整流电路的波形
对共阴极组的3个二极管，阳极所接交流电压值最高的一个导通。而对共阳极组的3个二极管，则是阴极所接交流电压值最低(或者说负得最多)的一个导通。这样，任意时刻共阳极组和共阴极组中各有1个晶闸管处于导通状态，加于负载上的电压为某一线电压。此时电路工作波形如图3.3所示。
从相电压波形看，以变压器二次侧的中点n为参考点，共阴极组二极管导通时，整流输出电压Ud1为相电压在正半周的包络线；共阳极组导通时，整流输出电压Ud2为相电压在负半周的包络线，总的整流输出电压UdUd1Ud2，是两条包络线间的差值，将其对应到线电压波形上，即为线电压在正半周的包络线。
直接从线电压波形看，由于共阴极组中处于通态的二极管对应的是最大(正得最多)的相电压，而共阳极组中处于通态的二极管对应的是最小(负得最多)的相电压，输出整流电压Ud为这两个相电压相减，是线电压中最大的一个，因此输出整流电压Ud波形为线电压在正半周期的包络线。
由图3.2知,第Ⅰ阶段，a相电位最高，共阴极组D1导通，b相电位最低，共阳极组D6导通。电流流通路径为a--D1--R--L—D6--b,负载上的电压Ud＝
Ua－Ub＝Uab，变压器在a、b两相工作，共阴极组a相电流为正，共阳极组
的b相电流为负。
第Ⅱ阶段，a相电位仍为最高，D1继续导通，但c相电位最低，D2导通，电流从b相换至c相。D2因承受反向电压而关断。这时电流流通路径为：a--D1--R—L--D2--c, 负载上的电压Ud＝Ua－Uc＝Uac
第Ⅲ阶段，b相电位最高，D3导通，则共阴极组换相至D3，电流从a相换
13 / 67
文档可能无法思考全面，请浏览后下载!
至b相，D1因为承受反向电压而关断，D2因为c相电位仍为最低，而继续导通，电流流通路径为：b--D5--R--L--D2--c,负载上电压Ud＝Ub－Uc＝Ubc。
14 / 67
文档可能无法思考全面，请浏览后下载!
以下Ⅳ、Ⅴ、Ⅵ段依次类推。在Ⅳ段，D3、D4导通，Ud＝Uba。以后重复上诉过程。可知二极管导通顺序为D1、D6—D1、D2—D2、D3—D3、D4—
D4、D5—D5、D6—D1、D6。 3.2.3逆变部分电路分析
(1)全桥逆变电路基本工作原理
电压型全桥逆变电路的原理图己在图3.2中给出，它共有4个桥臂，可以看成由两个半桥电路组合而成。把桥臂l和4作为一对，桥臂2和3作为另一对，成对的两个桥臂同时导通，两对交替各导通180.
每个桥臂由一个IGBT和一个反并联二极管组成。在直流侧接有一个足够大的电解电容。负载接在两对桥臀联结点之间。
设四个IGBT有两组的栅极信号在一个周期内各有半周正偏，半周反偏，且二者互补。当负载为感性时，其工作波形如图3.4所示。输出电压U0为矩形波，其幅值为Um＝Ud,输出电流i0波形随负载情况而异。设t2时刻以前T1,T4通态，T2,T3为断态。t2时刻给T1,T4关断信号，给T2,T3开通信号，则T1,T4关断，但由于感性负载中的电流i0，不能立即改变方向，于是VD2，VD3导通续流。当t3时刻i0降为零时，VD2，VD3截止，T2，T3开通。i0开始反向。同样，在t4时刻给T2,T3关断信号，给Tl,T4开通信号后，T2,T3关断，D1,D4先导通续流，t5时刻T1,T4才开通。各段时间内导通器件的名称标于图3.4。
u0
Um 0 -Um t i0
t3 t4 0 t1 t2 t5 t6 t
V1 V4 V2 V3 V1 V4 V2 V3 ON VD1VD4 VD2VD3 VD1VD4 VD2VD3
14 / 67
文档可能无法思考全面，请浏览后下载!
图3.4 单相全桥电压型逆变电路工作波形
15 / 67
文档可能无法思考全面，请浏览后下载!
当T1、T4或T2、T3为通态时，负载电流和电压同方向。直流侧向负载提供能量；而当D1，D4或D2，D3为通态时，负载电流和电压反向，负载电感中贮藏的能量向直流侧反馈，即负载电感将其吸收的无功能量反馈回直流侧。反馈回的能量暂时储存在直流侧电容器中，直流侧电容器起着缓冲这种无功能量的作用。因为二极管Dl、D4、D2、D3是负载向直流侧反馈能量的通道，故称为反馈二极管；又因为Dl、D2、D3、D4 起着使负载电流连续的作用，因此又称续流二极管。
（2）无源功率因数校正
所谓无源功率因数校正，就是通过在电路中加入无源电感L或加入无源电感L和无源电容而使整流器输入端电流接近于正弦的方法，这是人们最早采用的方法。
无源功率因数校正由三种比较基本的方法：一种是在整流器与直流滤波电容之间串入无源电感Ld；二是在整流器输入端串入无源LC串并联槽路；三是利用电容和二极管网络构成填谷方式。
本设计采用的是在整流器与直流滤波电容之间串入无源直流电感Ld的无源校正电路，在实际应用时，常常有少量改进，如图3.5所示
图3.5无源功率因数校正的电路
这种少量的改进，主要是在整流器与直流电感Ld之间并入一个数值较小的电容Cd1，使Cd1、Ld和Cd构成Ⅱ型滤波器，以对输出直流电压有更好的滤波作用，使输出电压的纹波更小。由于Cd1＜＜Cd，所以其上的电压还是可以随着输入电压而波动，再则R1Cd1的值也很小，因此对输入电流的畸变没有什么影响，整流二极管的导通角也不会因此而减小。 3.3 系统主回路的元器件参数设定 3.3.1整流二极管和滤波电路元件选择
（1）整流二极管的选择
15 / 67
文档可能无法思考全面，请浏览后下载!
①整流输出的电压平均值为：
16 / 67
文档可能无法思考全面，请浏览后下载!
Ud＝
36U≈2.34U
＝2.34×220V＝514.8V
②电流平均值 ： 输出电流平均值IR为 IR=Ud/ R
与单相电路情况一样，电容电流平均值iC为零、因此 Id=IR
在一个电源周期中，id有6个波头，流过每一个二极管的是其中的两个波头，因此二极管电流平均值为Id的l/3，即
IVD=Id/3=IR/3
③二极管D可能承受的最大正向电压为线电压峰值的1/2，即（6U）/2，即6×220V/2≈269.5V。
④二极管D可能承受的最大反向电压为线电压峰值6U=6×220V≈539V 根据工程设计技术经验和工艺要求,整流二极管采用4个IN4007。IN4007反向耐压为1000V，封装形式DO-41。
（2）滤波电容的选择
滤波电容器Cd主要起滤波和稳定电压的作用。由于采用三相桥式整流电路，其电压纹波脉动为300Hz，为保证给逆变电路提供稳定的直流电压，滤波电路的时间常数，也即滤波电容器Ca与直流电源的等效负载电阻Rd的乘积，必须为纹波中基波的周期时间的6倍以上，这里取8，即
RdCd8/300
则 Cd271031/Rd 27103Id/Ud
2710330/311.082597.8(F)
电容电压必须高于 2Ud440（V）。可以选用4700uF/400V的电解电容2只串联。
3.3.2 IGBT和续流二极管的选择
当三相交流电380V整流变成直流电时，其有效值大约在311.8V左右，当IGBT关断时，续流二极管导通，稳压电源的全部输入电压都加在IGBT集-射极的两端。因此，开关管的集-射额定电压UCE必须大于稳压电源的输入电压。
IGBT受到的最大正向电压为逆变器输入端电压源的电压Ud,考虑到开关时的浪涌电压，取额定电压：
UM=1.5×Ud=1.5×311.08=466.62 (V)
16 / 67
文档可能无法思考全面，请浏览后下载!
额定电流：
IM=2×30=42.4 (A)
另外，考虑与专用驱动芯片HCPL316J的兼容性，故选用型号为G80N60，其有关参数如下：
表3.4 G80N60 的性能参数 开启电压 栅极击穿电压 集射电压 集电极电流 集射峰值电流ICM 耗散功率 集射截止电流IGES 饱和压降UCE 正向跨导GFS 输入电容CISS 下降时间tf 5V±1V ±20V 600V 80A 320A 320W 0.5mA 2.7V 36 3000pF 43ns 根据续流二极管的正向额定电流必须等于开关管的最大集电极电流，以及当开关管截止时，输入电压加在续流二极管的两端，因此，续流二极管的耐压值必须大于输入电压。再者，因为开关管的工作频率很高，续流二极管也只是在IGBT管关断的很短一段时间内工作，因此这种二极管的恢复时间还必须远远小于开关管的工作周期，这样也只有200ns以下的快速恢复二极管能满足要求。 3.3.3槽路电容和电感的参数设定
（1） 槽路电容设计
由于此感应加热电源不采用阻抗匹配变压器，因此在设计槽路电容时，主要考虑它与谐振电感的无功能量交换平衡。
感应加热电源直流侧电压为Ud，逆变时在负载上产生正负交变的方波±
Ud, 经付氏级数展开基波电压有效值为22Ud/。
取Q=3，因此谐振时槽路电容两端的电压为： UcQU322Ud420.4V
其阻抗为：
XCUCIC420.43014()
所以
C1XC569(nF) 所以可按420.4V、569nF选配槽路电容。
17 / 67
文档可能无法思考全面，请浏览后下载!
（2）谐振电感和电阻的设计
谐振时有 XLXC14() 所以 LXL112(H) 由 QLR3 所以槽路线圈和负载等效电阻 RLQ3()
可按420.4V、30A、112μH设计加热线圈，负载和线圈等效电阻为3Ω左右。
4 控制电路的设计
在中小容量变频电源的设计中，采用自关断器件的脉宽调制系统比非自关断器件的相控系统具有更多的优越性。第一代脉宽调制器SG3525A应用于交流电机调速、UPS电源以及其他需要PWM脉冲的领域。其外围电路可对串联谐振式逆变电源进行多功能控制，实现H桥式IGBT脉宽调制PWM信号的生成和逆变电源的保护功能，以及变频电源工作过程中谐振频率的跟踪控制。
控制电路（图4.1）的核心为PWM控制器SG3525A，用SG3525A发出的PWM脉冲，来控制逆变器VT1、 VT4和VT2、VT3轮流导通，从而控制逆变电压和逆变频率。图4.1中SG3525A的6脚连接电阻R，改变R的大小，这样就可SG3525输出的PWM脉冲频率。同时通过调节SG3525的9脚电压来改变输出脉宽。
图4.1控制电路原理图
反馈电路如上图4.1所示，当电流互感器从负载端感应出交流电流，通过桥式整流器把他转化为直流电，在滑动变阻器PR2上产生电压。由滑动端输出的信号接到SG3525A的10脚上，当脚10电压大于0. 7V时，芯片将进行限流操作，当脚10电压超过1.4V时，将使PWM锁存器关断，直至下一个时钟周期才能够恢复。
18 / 67
文档可能无法思考全面，请浏览后下载!
以下分别介绍感应加热电源控制电路各个组成部分的基本原理、功能及参数计算。 4.1 控制芯片SG3525A
19 / 67
文档可能无法思考全面，请浏览后下载!
设计电路的控制电路是整个电路的主要部分。如何保证系统稳定且可靠工作,又使系统的开发周期短,性价比高,是一个需要综合考虑的问题。目前实际产品应用中有各种典型的控制电路,鉴于对电源和驱动的要求,结合本次毕业设计选择了SG3525A.
4.1.1内部逻辑电路结构分析
SG3525A的内部结构见图4.2，由基准电压调整器、振荡器、误差放大器、比较器、锁存器、欠压锁定电路、闭锁控制电路、软起动电路、输出电路构成。 （1）欠压锁定功能
基准电压调整器受巧脚的外加直流电压VC的影响，当VC低于7V时，基准电压调整器的精度值就得不到保证，由于设置了欠压锁定电路，当出现欠电压时，欠压锁定功能使A端线由低电压上升为逻辑高电平，经过SG3525A的13脚输出为高电平，功率驱动电路输出至功率场效应管的控制脉冲消失，逆变器无电压输出。
图4.2 SG3525A内部结构
（2）系统的故障关闭功能
集成控制器SG3525A内部的T3晶体管基极经一电阻连接10引脚。过流保护环节检测到的故障信号使10脚为高电平。由于T3基极与A端线相连。故障信号产生的关闭过程与欠电压锁定过程类似。在电路中，过流保护环节还输出一个信号到与门的输入端，当出现过流信号时，检测环节输出一低电平信号到与门的输入端，使脉冲消失，与SG 3525的故障关闭功能一起构成双重保护。 （3）软起动功能
软起动功能的实现主要由SG3525A内部的晶体管T3和外接电容C3及锁存器来实现的。当出现欠压或者有过流故障时，A端线高电平传到T3晶体管基极，T3导通为8引脚外接电容C3提供放电的途径。C3经T3放电到零电压后，
19 / 67
文档可能无法思考全面，请浏览后下载!
了比较器的PWM脉冲电压输出，电压上升为恒定的逻辑高电平，PWM高电平经PWM锁存器输出至D端线仍为恒定的逻辑高电平，C3电容重新充电之前，D端线的高电平不会发生变化，封锁输出。当故障消除后，A端线恢复为低电平正常值，T3截止，C3由50
20 / 67
文档可能无法思考全面，请浏览后下载!
μA电流源缓慢充电，C3充电对PWM和D端线脉冲宽度产生影响，同时对P1和 P2输出脉冲产生影响，其结果是使P1和P2脉冲由窄缓慢变宽，只有C3充电结束后，P1和P2的脉冲宽度才不受C3充电的影响。这种软起动方式，可使系统主回路电机及功率场效应管承受过大的冲击浪涌电流。 4.1.2芯片管脚及其功能介绍
SG3525脉宽调制型控制器是美国通用电气公司的产品，作为SG3524的改进型，更适合于运用MOS管作为开关器件的DC/DC变换器，它是采用双级型工艺整理的新型模拟数字混合集成电路，性能优异，所需外围器件较少。它的主要特点是：输出级采用推挽输出，双通道输出，占空比0-50%可调，每一通道的驱动电流最大值可达200mA，灌拉电流峰值可达500mA。可直接驱动功率MOS管，工作频率高达400KHz，具有欠压锁定、过压保护和软启动等功能。该电路由基准电压源、震荡器、误差放大器、PWM比较器与锁存器、分相器、欠压锁定输出驱动级，软启动及关断电路等组成，可正常工作的温度范围是0-700℃。基准电压为5.1 V士1%，工作电压范围很宽，为8V到35V。
SG3525采用16端双列直插DIP封装，引脚图及各端子功能介绍如下：
图4.3 SG3525A的引脚图
INV.INPUT(反相输入端1)：误差放大器的反相输入端，该误差放大器的增益标称值为80db，其大小由反馈或输出负载来决定，输出负载可以是纯电阻，也可以是电阻性元件和电容元件的组合。该误差放大器共模输入电压范围是1. 5V-5. 2V。此端通常接到与电源输出电压相连接的电阻分压器上。负反馈控制
20 / 67
文档可能无法思考全面，请浏览后下载!
时，将电源输出电压分压后与基准电压相比较。
21 / 67
文档可能无法思考全面，请浏览后下载!
NI.NPUT（同相输入端2)：此端通常接到基准电压16脚的分压电阻上，取得2. 5V的基准比较电压与INV. INPUT端的取样电压相比较。
SYNC(同步端3)：为外同步用。需要多个芯片同步工作时，每个芯片有各自的震荡频率，可以分别他们的4脚和3脚相连，这时所有芯片的工作频率以最快的芯片工作频率同步。也可以使单个芯片以外部时钟频率工作。 OSC.OUTPUT(同步输出端4)：同步脉冲输出。作为多个芯片同步工作时使用。但几个芯片的工作频率不能相差太大，同步脉冲频率应比震荡频率低一些。如不需多个芯片同步工作时，3脚和4脚悬空。4脚输出频率为输出脉冲频率的2倍。输出锯齿波电压范围为0. 6V到3. 5V。
Cr(震荡电容端5)：震荡电容接至5脚，另一端直接接至地端。其取值范围为0.001u F到0. 1 u F。正常工作时，在Cr两端可以得到一个从0.6V到3. 5V变化的锯齿波。
Rr(震荡电阻端6)：震荡电阻一端接至6脚，另一端直接接至地端。Rr的阻值决定了内部恒流值对Cr充电。其取值范围为2K欧到150K欧Rr和Cr越大充电时间越长，反之则充电时间短。
DISCHATGE RD(放电端7)：Cr的放电由5、7两端的死区电阻决定。把充电和放电回路分开，有利于通过死区电阻来调节死区时间，使死区时间调节范围更宽。其取值范围为0欧到500欧。放电电阻RD和CT越大放电时间越长，反之则放电时间短。这样，SG3525A的振荡频率可由下面的公式进行计算：
fasc1CT0.7RT3RD
SOFTSTATR(软启动8)：比较器的反相端即软启动器控制端8，端8可外接软启动电容，该电容由内部Vf的50uA恒流源充电。
COMPENSATION(补偿端9)：在误差放大器输出端9脚与误差放大器反相输入端1脚间接电阻与电容，构成PI调节器，补偿系统的幅频、相频响应特性。补偿端工作电压范围为1. 5V到5. 2V。
SHUTDOWN(关断端10)：10端为PWM锁存器的一个输入端，一般在10端接入过流检测信号。过流检测信号维持时间长时，软起动端8接的电容C被放电。一般用法是将过流脉冲信号送至关闭控制端10脚，当脚10电压大于0. 7V时，芯片将进行限流操作，当脚10电压超过1.4V时，将使PWM锁存器关断，直至下一个时钟周期才能够恢复。
OUTPUT A, OUTPUT B(脉冲输出端11、14)：输出末级采用推挽输出电路，驱动场效应功率管时关断速度更快。11脚和14脚相位相差180°，拉电流和灌电流峰值达200mA。由于存在开闭滞后，使输出和吸收间出现重迭导通。在重迭处有一个电流尖脉冲，起持续时间约为l00ns。可以在
21 / 67
文档可能无法思考全面，请浏览后下载!
VC处接一个约0. lμf的电容滤去电压尖峰。
GROUND(接地端12)：该芯片上的所有电压都是相对于GROUND而言，即是功率地也是信号地。在实验电路中，由于接入误差放大器反向输入端的反馈电压也是相对与12脚而言，所以主回路和控制回路的接地端应相连。
VC(推挽输出电路电压输入端13)：作为推挽输出级的电压源，提高输出级输出功率。可以和15脚共用一个电源，也可用更高电压的电源。电压范围是4.5V-35V 。
+VIN(芯片电源端15)：直流电源从15脚引入分为两路：一路作为内部逻辑和模拟电路的工作电压；另一路送到基准电压稳压器的输入端，产生5.1士1%V的内部基准电压。如果该脚电压低于门限电压(Turn-off=8V)，该芯片内部电路锁定，停止工作（基准源及必要电路除外)使之消耗的电流降至很小(约2mA)。另外，该脚电压最大不能超过35V，使用中应该用电容直接旁路到GROUND端。
VREF(基准电压端16)：基准电压端16脚的电压由内部控制在5. 1 V土1%。可以分压后作为误差放大器的参考电压。
由于本设计中的输出电流频率为20KHz，所以由频率公式，CT可取1nf，RT可用100K的滑动变阻器来调节频率。RD可取300。 4.2 电流互感器
（1）电流互感器原理及接法
测量高压线路里的电流或测量大电流，不宜将仪表直接接入电路，而用一台有一定变比的升压变压器，即电流互感器，将高压线路隔开，或将大电流变小，再用电流表进行测量。电流表读数按额定变流比放大，得出被测电流的实际值，或者电流表指示数值就是电流的实际值，电流互感器一次侧额定电流的范围可为5-25000A，二次侧电流均为5A或1A。
为了保证安全，且防止静电荷的累积，影响仪表读数，所以电流互感器二次侧必须有一端接地。因电流互感器二次侧接入电流表或其他测量仪表的电流线圈，其阻抗很小，则电流互感器使用时，相当于一台二次侧处于短路状态的升压变压器。
电流互感器存在变流比和相位两种误差。这些误差是由电流互感器本身的励磁电流和漏阻抗以及仪表的阻抗等一些因素引起，可以从设计和材料两方面去减小这些误差。按额定变流比误差，电流互感器分成0.2、0.5、1.0、3.0、10.0五个等级。
在使用电流互感器时，要注意二次侧绝对不能开路!要接入仪表，或要拆除仪表时必须先将二次侧短路，否则它将处于空载状态。在这种情况下，被测线
22 / 67
文档可能无法思考全面，请浏览后下载!
路中的大电流全部变成互感器的空载电流，使铁心中的磁密大为提高，从而使二次绕组感应出十分高的电动势，可使绝缘击穿，且危及工作人员。
只要知道一次侧的最大允许电流就可以选择电流互感器的型号。 （2）电流互感器在本设计中的应用
电流互感器运用于电流取样反馈电路，电流互感器从主电路变压器负载大电流二次侧取出交流信号，经过电容滤波的单相桥式不可控整流电路，成为直流信号，然后通过反相放大器放大到所需值后进入比例放大器进行调制。
23 / 67
文档可能无法思考全面，请浏览后下载!
（3）元器件参数选择 ①电流互感器
由本设计的参数要求，应该选择8000A/1A的电流互感器。 ②整流电路相关参数
四个整流二极管可以选择IN4001，根据工作经验，负载电阻R1取1Ω,由式RC≥(3～5)T/2，T为交流电源的周期，应为1/500Hz，取C=2T/R1=2×0.002ms/1Ω=4F.
5 驱动电路的设计
驱动电路的作用是将控制电路输出的PWM脉冲放大到足以驱动IGBT，所以
单从原理上讲，驱动电路主要起开关功率放大作用，即脉冲放大作用器。其重要性在于IGBT的开关特性与驱动电路的性能密切相关。 5.1 绝缘栅双极型晶体管（IGBT）对驱动电路的要求 5.1.1 门极电压对开关特性的影响及选择
驱动电路的要求与IGBT的特性密切相关，见表5.1。设计门极驱动电路时，应特别注意其开通特性、负载短路能力和dUCE/dt引起的误触发等问题。正偏置电压UGE增加，通态电压UCE下降，开通能耗EON也下降，只有当UGE大到一定值时，UCE才能达到较低的饱和值。若+UGE固定不变时，导通电压将随集电极电流增大而增高，开通损耗将随结温而升高。由此可知当门极电压在15V左右时，通态压降接近饱和，但是门极电压不能超过20V，否则可能击穿门极与发射极之间的氧化膜，这里选择18V。
表5.1 IGBT的门极驱动与特性的关系 特 性 条件 UCE大 UCE 大 RG 大 UCE(sat) ton、EON Toff、EOFF 负载短路能力 du/dt 减小 —— —— 减小 —— 增大 —— 微增大 增大 减小 —— —— 增大 减小 减小 负偏电压-UGE直接影响IGBT的可靠运行，负偏电压增高时漏极浪涌电流明显下降，对关断能耗无显著影响，-UGE与集电极浪涌电流和关断能耗EOFF的关系十分密切。因为当IGBT关断时，会在集电极和射极间产生很高的电压上升率，引发较大的位移电流，使得门极与发射极间的电压升高，可能超过门极阀值，导致脉冲浪涌电流过大，发生擎住效应。为了避免这种误触发，在IGBT关断时，应在门极上加负电压，-5V～-10V。因此，驱动电路输出选择+18V和-5V为开通和关断电压。
23 / 67
文档可能无法思考全面，请浏览后下载!
5.1.2门极串联电阻RG对开关特性的影响及选择
门极电阻RG增加，将使IGBT的开通与关断时间增加；因而使开通与关断能耗均增加。而门极电阻减小，则又使di/dt增大，可能引发IGBT误导通，同时RG上的损耗也有所增加。因为RG的具体数值还与栅控电路的具体形式及IGBT的电压、电流大小有关，所以门极电阻选择要适当。 本设计中的门极电阻可选取30Ω。
综上所述对驱动电路的要求可归纳如下：
①IGBT与MOSFET都是电压驱动，都具有一个2.5～5.0V的阈值电压，有一个容性输入阻抗，因为IGBT对栅极电荷集聚较敏感，故驱动电路必须很可靠，要保证有一条低阻抗的放电回路，即驱动电路与IGBT的连线要尽量短。
②用内阻小的驱动源对栅极电容充放电，以保证栅极控制电压UGE有足够陡的前后沿，使IGBT的开关损耗尽量小。另外,IGBT开通后，栅极驱动源应能提供足够的门极电压，使IGBT不致退出饱和而损坏。
③驱动电路要能传递几百Hz的脉冲信号。
④驱动电平+UGE也必须综合考虑。+UGE增大时，IGBT通态压降和开通损耗均下降，但负载短路时的IC增大，IGBT能承受短路电流的时间减少，对其安全不利，因此在有短路过程的设备中UGE应选得小些，一般选12～15V。
⑤在关断过程中，为尽快抽取PNP管中的存储电荷，需施加一负偏压UGE，但它受IGBT的G、E间最大反向耐压，一般取-2～-10V。
⑥驱动电路与控制电路应严格隔离。
⑦IGBT的栅极驱动电路应尽可能简单实用，最好自身带有对IGBT的保护功能，并有较强的抗干扰能力。 5.2 IGBT过压的原因及抑制
IGBT关断时，由于主回路电流的急剧变化，主回路的杂散电感引起高压，产生开关浪涌电压，由于此开关浪涌电压，关断时的电压轨迹超过了RBSOA（反向偏置电压安全动作区域）就会损坏元件。
为了对这种过电压进行抑制，采用适当的布线使主电路中的所有寄生电感减至最小时有利的，然后采用抑制网络，并以最短的距离将其连接起来，在本系统中，采用的缓冲回路如下图5.2所示： （1）工作原理
在IGBT导通时，通过R1使Cs1充电到直流电源U d。当T1由导通变为截止时，由于主回路的杂散电感，电流Io将通过Cs1、D1流向变压器原边，管子两端的电压为电容电压与二极管电压之和，由于电容器Cs1上的电压不能突变，所以T1管子两端电压将得到抑制。
24 / 67
文档可能无法思考全面，请浏览后下载!
（2）缓冲器回路的设计
25 / 67
文档可能无法思考全面，请浏览后下载!
1、缓冲器电容的计算：当T1由导通变为截止时，为维持负载电流的连续，电流Io将流过电容Cs1、D1、变压器原边、T4，杂散电感L中储存的能量绝大部分将转移到Cs1储存，即：
2 LI0/2VCEPUd)2/2 3CS1( 这里：L-------- 主回路的杂散电感 I0-------- IGBT关断时的集电极电流 VCEP------- IGBT关断时的集电极—发射极电压 Ud--------直流电源电压 245按经验选取CS12f 2、缓冲器阻抗R的计算:对缓冲器阻抗的要求使IGBT在关断信号到来之前，将缓冲器电容上的电压放 至直流电压Ud。若阻抗很小，会使电流波动，IGBT 开通时的集电极电流初始值将增大，在满足R取尽可 I0T1D1Cs1R3UdT3D3R1Cs3123CS f 图5.2 缓冲器回路图的前提下，希望选 能大的阻值，选取R=10Ω。在缓冲电路中，电容要选为无感电容。电阻要选为无感电阻。 3、缓冲器二极管的选择：要选择快恢复二极管，若二极管选择不当，会产生很高的尖峰电压，同时在二极管反向恢复时期电压波动。这里选择二极管型号为MUR8100。由图5-2可知缓冲器二极管D1和缓冲器电容Cs1的公共点是二极管的阳极，所以图5.3中二极管电压为实际电压的相反值，可以看出，在T1由导通变为截止时，D1导通，Cs1 充电，所充电压为Ldidt，其中L为主回路的杂散电感。在T3由导通变为截止时， D1不通并承受反压，Cs1通过R1充电，所充电压为(LL1)中L1为变压器的漏感。 5.3 IGBT的过流保护 在选择IGBT的型号时，考虑了器件的工作电流及允许的过电流，然而在故障条件下，器件承受较大的故障浪涌电流，这是不允许的，所以要用某些方法保护器件免受破坏。对于负载变化引起的过载，通过闭环控制，是可以调节的。2TitleSizeBDate:File:5Numberdi，其dt3-Jun-2005 D:\\原理图\\主回路.D但是当出现更为严重的过载，例如逆变电路桥臂短接等问题时，故障电流在IGBT3425 / 67
文档可能无法思考全面，请浏览后下载!
管中急剧上升，这时就要给IGBT提供一个快速保护电路。 在主电路所示IGBT的逆变电路中，T1 和T3, T2和T4分别组成一个桥臂，如果由于故障或误操作使得同一桥臂上的IGBT同时导通，即会产生桥臂短路现象，比如，T1和T3同时导通即会由短路电流流过两个IGBT，其电流通路如图所示。由于T1和T3支路的电感很小，短路电流的上升率和浪涌冲击电流均很大，又可能导致IGBT烧毁。
26 / 67
文档可能无法思考全面，请浏览后下载!
5.3.1设计短路保护电路的几点要求
（1）在器件实效之前完成IGBT的关断，对于IGBT所经历的所有工作状况，它应该是成立的。
（2）应有一定的抗干扰能力。
（3）由于快开关的di/dt和杂散电感相互作用，开关电路产生噪声，以及电路中其它的电磁干扰，故障检测应有一定的抗干扰能力。 （4）应足以适用于电路中的各种短路情况。
（5）不应影响IGBT的开关特性。 5.4 集成光电隔离驱动模块HCPL-316J
设计IGBT 的驱动电路和保护电路是对它应用的关键。如何保证系统稳定且可靠工作,又使系统的开发周期短,性价比高,是一个需要综合考虑的问题。目前实际产品应用中有各种典型的驱动电路,但都存在一定的不足。鉴于对电源和驱动的要求,结合本次毕业设计选择了AGILENT公司的光电耦合驱动器件HCPL-316J 设计电路及与控制器的接口。其内部集成集电极-发射极电压（UGE）欠饱和检测电路及故障状态反馈电路。下面给出具体设计过程及其应用。
该芯片为SO16 封装的表贴器件,其输入输出部分分别排列在芯片的两边。如下图5.4所示。
5.4.1器件特性 —兼容CMOS/TTL电平；
—光隔离，故障状态反馈； —开关速度最大500ns； —“软”IGBT关断；
—VCC欠饱和检测及带滞环欠压锁 定保护；
—宽工作电压范围（15～30V）； —用户可配置自动复位、自动关闭。 5.4.2芯片管脚及其功能介绍
见表5.2。
表5.2 ＨＣＰＬ—３１６Ｊ各管脚功能表
图5.3 HCPL316J芯片管脚
脚号 符号 功能说明 脚号 符号 功能说明 26 / 67
文档可能无法思考全面，请浏览后下载!
1 VIN VIN 正向输入信号端 反向输入信号端 输入部分电源端 输入部分接地端 8 VLED1 VE 芯片内部LED1反向电压 2 3 4 VCC1 16 15 14 正向导通的输出电压 芯片内部LED2正向电压 饱和过电压输出端 正向导通的输出电压一般加在开关器件发射极上 反向截止电压 正向导通的输出电压一般加在发射极上。 VLED2 GND1 FAULTDESAT VC 5 RESET故障信号输入端 12 VEE 6 VLED1 故障复位输入端 9,10 13 11 VCC2 7 芯片内部LED1 正向电压 VOUT 正向及反向输入信号端,经过内部光耦隔离放大后输出端 5.4.3 内部逻辑电路结构分析
该芯片片内分为驱动隔离和保护隔离两部分主要功能模块。输入信号通过上部光电隔离器LED1 传送到输出,故障信号通过下部光电隔离器LED2 反馈到驱动离模块。
基本工作原理如下: （1）正常工作时
阈值电压UVLO点为低电平,DESAT 脚和7 V比较输出为低电平, E 点信号随LED1 变化,FAULT点电位始终为低电平,三级复合达林顿管工作,输出电压VOUT=VC。电路中通过一个内部互锁逻辑1和2保证在同一时间输出端C点只有一种状态。
（2）实现保护功能时 ① 欠压保护
当Vcc2低于UVLO=12V时,电路中UVLO保护和DESAT保护同时激活,A点为低电位,使输出一直保持在低电位,封锁IGBT,以免在过低的栅源电压下IGBT导通时烧毁管子。当Vcc2超过UVLO =12V时,退出保护。
②退饱和故障检测保护
当IGBT在导通时发生过流, VCE急剧升高超过设定的VCE保护电压,DASAT引脚电压大于7V ,退饱和保护电路开始工作, FAULT电位锁定在高电平,A,B点为低电
27 / 67
文档可能无法思考全面，请浏览后下载!
位,三级复合达林顿管和50xDMOS 管被禁止,1*DMOS管激活缓慢降低栅极电压,当栅极电压低于2V时
28 / 67
文档可能无法思考全面，请浏览后下载!
,50*DMOS 管开通使栅极电压牢牢夹断在VEE。直到信号LED1关断时,FAULT才变为低电平。这一过程称为软关断,它能有效降低硬关断所引起的对功率管的损害。将DASAT过电压到故障信号输出为低电平的这一段时间称之为退饱和故障检测消隐时间。该时间由引脚DESAT充电电流、DESAT阈值电压与外接DESAT电容的大小决定。其值可由下式计算:
tblankCblankVDESAT
iCHARGEtblank值代表了DESAT故障条件下的最大响应时间。如果IGBT开通的瞬间集电tblank后启动。若是在开通期间发生短路极和发射极短路,软关断电路将在大约,234则因DESAT二极管的寄生电容,使该消隐时间更加快一些。该时间为设定的保护盲区,能有效防止IGBT 在工作中瞬时短时间过流而使保护动作。 VCE保护电压通过DESAT脚的快恢复二极管来改变。由图5.4可D见,VDESATVfVCE,所以VCE7VVf。通过增加二极管的个数可改变VCE的值。VCE值太大管子发热严重,保护起不到作用, VCE过小会引起保护频繁动作,不利于系统稳定工作。因此,要根据实际情况合理选择VCE的值。 250uACALED319810C10829out2VE(16)Vin-(1)Vcc1(3)GND(4)FAULTFAULT(6)QRRESET(5)9SFAULT12CA435B6810LED2图5.4逻辑电路原理图 5.4.4器件功能分析 HCPL316J 是一种简单的智能型驱动器芯片。用户可根据需要灵活设置高电Title平输入、高电平输出和低电平输入、高电平输出的输入方式,自动复位或通过控SizeNumberRevision制复位,故障自动关断,光耦隔离,CMOS/TTL 电平兼容,集成的VCE退饱和电压检A4Date:5-Jun-2005 Sheet of 测，有回滞的低电压闭锁(UVLO) ,软关断IGBT IGBTFile:技术及隔离的故障反馈信号。D:\\a毕业设计说明书\\nn\\毕业设计（周学平的）\\主Drawn 回路.DdBy:bA栅极最大驱动电流可达2. 5 A ,最大驱动电流IA= 150 A , VCE=1 200 V ,最大开关速度为500 ns ,较宽的VCC工作电压范围为15～30 V。图5.5为所设计的正
28 / 67
235+7LED1out26DELAYUVLO5Vin+(1)67V12VDESAT(14)C+7Vcc2(13)Vc(12)Vout(11)50×1×VEE(9,10)B 4文档可能无法思考全面，请浏览后下载!
向输入IGBT驱动电路。
29 / 67
文档可能无法思考全面，请浏览后下载! +5V12345678HCPL316JVin+VEVin-VLED2+Vcc1DESATGND1Vcc2RESETVcFAULTVoutVLED1+VEEVLED1-VEE161514131211109C3C4CblankR2VfV in+和V in-是正向及反向输入信号端,经过内部光耦隔离,放大后在VOUT端输出与VIN波形相同的驱动信号。IGBT正向导通时的栅源电压为VCC2；反向截止时的为VEE。输出端的0.1μF的电容(C3,C4,C5)提供开关变换瞬态时的工作电流；100pF的电容(CBLANK)反映了当IGBT发生过流故障时,HCPL316J从检测到故障到开始工作的反应时间。为了提高故障信号的抗干扰能力,在引脚FAULT接一个上拉电阻R1和C2。为了防止门极开路或损坏时主回路加上电压而损坏IGBT,在栅射极之间加上一个下拉电阻R4,以吸收大约650μA的静态电流。R2的作用是芯片在DDESAT脚上的外抽电流，它与Cblank，DDESAT构成IGBT集电极短1路保护电路。 5.4.5驱动电路需要注意的问题
驱动电路的电源采用7个的电源供电，由开关变压器多路输出经整流滤波和三端稳压器得到。正向电压为18V，反向关断电压为－5V，芯片驱动电压为5V。该电压值能保证IGBT可靠工作。
为了防止同一桥臂的上、下管同时导通而引起IGBT 直通烧毁，在硬件电路上采用了一端为控制信号另一端接地的方式。每一片的HCPL316J都由管脚1作为控制信号，管脚2全部接地，同时通过控制电路实现死区时间设置来保证上、下管不能直通。
用户能够灵活设计HCPL316J驱动电路和控制电路之间的接口。由于HCPL316J 能兼容TTL/CMOS电平，因此可直接将控制器过来的PWM信号接在驱动芯片上。复位信号可采用局部复位、全局复位和自动复位方式。该电路采用了全局复位方式，四组复位信号以或的方式联接在一起，然后以一个信号联接到控制器的复位控制信号上。故障检测信号与复位信号一样，以总线方式联接在一起送进控制器中。控制器采用分立元器件构成的能够产生PWM控制信号的控制电路（详见3控制电路部分）,在HCPL316J内经过光电隔离，复现原有的控制信号去控制IGBT。用555构成单稳态电路检测FAULT信号，如果有故障，则封锁PWM输出。使系统重新工作必须先发出一个RESET信号，然后送出PWM信号才能正常运行。
在接口电路设计中应注意:
29 / 67
控制器C1R1T1C5RgR418VT2C2-5V 图5.5 具有正向退饱和保护的HCPL316J驱动电路 23文档可能无法思考全面，请浏览后下载!
①要求驱动芯片的供电电压比较稳定，最大值不能超过5.5V，否则会损坏芯片；
30 / 67
文档可能无法思考全面，请浏览后下载!
②该芯片的控制功率电源较多，而且还有部分高压信号与其相连，因此在布线制板时一定要考虑电源之间的间距和芯片输出到IGBT之间的距离；
③为了提高系统的抗共模干扰能力，可以在控制器和驱动电路之间加光耦。
6 辅助直流稳压电源
方案1：采用单一电源供电。这种方法明显不行。因为电路中有模拟电路、数字电路等弱电部分电路，还有感应加热负载的强电流电路。如果采用单一电源，各个部分很可能造成干扰，系统无法正确工作，还可能因为负载过大，电源无法提供足够的工作电流。特别是压机启动瞬间电流很大，而且逆变电路负载电流波动较大会造成电压不稳，有毛刺等干扰，严重时可能造成弱电部分电路掉电。
方案2：采用双电源，即电源负载驱动电路等强电部分用一个电源，模拟电路、数字电路等弱电部分用一个电源。这种方法明显比前一种方案可靠性要高，但是电路间还是可能会产生干扰，造成系统不正常，而且还可能会对IGBT的工作产生干扰，影响IGBT的正常工作。
方案3：采用多电源供电方式，即对数字电路、模拟电路、驱动电路分别供电，这种方案即降低了系统各个模块间的干扰，还保证了电源能为各部分提供足够的工作电流，提高系统的可靠性。
根据上述分析，决定采用方案3。 6.1 三端固定稳压器
三端固定稳压器CW78××与LM317不一样，为固定式三端稳压器，它只能输出一个稳定电压。固定式三端稳压器的常见产品如图6.1所示。
图6.1 CW78××、CW79××系列稳压器
CW78××系列稳压器输出固定的正电压，如7805输出为＋5V；CW79××系列稳压器输出固定的负电压，如7905输出为－5V。
其典型应用电路如图6.2所示。
30 / 67
文档可能无法思考全面，请浏览后下载!
图6.2 CW78╳╳典型应用电路
输入端接电容Ci可以进一步滤除纹波，输出端接电容Co能改善负载的瞬态影响，使电路稳定工作。Ci、Co最好采用漏电流小的钽电容，Co一般不得小于0.1uF ，如采用电解电容，则电容量要比图中数值增加10倍。
5.0VIOIB
RIB约为3.2mA.
6.2 本次设计用的的电源 6.2.1 18伏, 15伏稳压电压电源
图6.3所示电路为15伏输出的直流稳压电源。从图可见，稳压电源由变压器、二极管整流桥、滤波器和集成稳压等环节组成。如果把图6.3中的集成稳压器7815换成7818，整流变压器副边绕组电压降为20伏，则稳压电源变为输出18伏的单路直流稳压电源。
图6.3 +15伏稳压电压电源
6.2.2 ±12伏，±5伏双路稳压电源
图6.4所示电路为±12伏输出的直流稳压电源，从图可见，稳压电源与±12V输出的直流稳压电源一样，也是由变压器、二极管整流桥、滤波器和集成稳压等环节组成。如果把图6.4中的集成稳压器7812换成7805，7912换成7905(注意7912管脚的输入、输出和接地都与7812不同的.)则稳压电源变为输出
31 / 67
文档可能无法思考全面，请浏览后下载!
±5伏的单路直流稳压电源，供给HCPL316J芯片工作。
图6.4 ±12伏双路稳压电源
（1）使用中应注意：
①整流桥输出地端应接在大电解电容上，以利于降噪。电解电容应大于1000 F，以为7812三端稳压模块提供较稳定的直流输入。二极管选用IN4004,以便在出现反向电压时可以迅速导通，保护三端稳压模块7812。
②为消除三端稳压模块内部产生的高次谐波，抑制稳压电路的自激震荡，实现频率补偿，应在模块两端分别并联一小电容。 6.2.3 元器件选择及参数计算 （1）三端稳压器
集成稳压器的输出电压 Vo应与稳压电源要求的输出电压的大小及范围相同。稳压器的最大允许电流ICM 式中，Vmomax为最大输出电压；Vomix为最小输出电压；(Vi-Vo)min为稳压器的最小输入输出压差；(Vi-Vo)max为稳压器的最大输入输出压差。根据电路中所需要的电源，选择7805、7815、7818、7812、7905、7912分别输出+5V、+15V、+18V、+12V、－5V和-12V，其输出电压和输出电流均满足指标要求。 （2）输入输出电容 输入输出电容的取值如上图所示(主要根据工程经验而得到)，一般为瓷片电容。 （3）变压器二次侧电压有效值和输入电压 这两个值的取定决定了相关元器件及参数的选择。一般情况下，输入电压应 32 / 67 文档可能无法思考全面，请浏览后下载! 比输出电压高3V左右(太小影响稳压；太大稳压器功耗大，易受热损坏)。假设+5V的输入为V 33 / 67 文档可能无法思考全面，请浏览后下载! 11，输出为Vo1；+18V的输入为V12，输出为Vo2；+12V的输入为V14,输出为Vo4； -5V的输入为V13,输出为Vo3，-12V的输入为V14， 输出为Vo4，而它们所对应的变压器二次侧电压有效值分别为V21、V22、V23、V24，V25则有，V11=8V，V12=21V，V13=15V，考虑电网电压10%的波动，最终可取V11=9V，V12=23.1V，V13=16.5V。 由式V1≈(1.1～1.2)V2可取变压器二次侧电压有效值V21=V11/1.1=8.18V，V22=V12/1.1=21V，V24=V13/1.1=15V鉴于变压器规格的，实际应选V21=10V，V22=20V，V24=15V。 （4）滤波电容CL 由式Ro CL≥(3～5)T/2可暂定Ro CL =5/2T,则CL=5T/2Ro,式中，Ro为CL右边的等效电阻，应取最小值，T为市电交流电源的周期，T=20ms，取Iomax =1A，因此几个电源的Ro分别为，Ro1min=V11/Iomax=1.1×10V/1A=11Ω，所以取 C1=5T/2Ro1min=5×20×1000/(2×11)≈4545μF,同理有，Ro2min=1.1×20V/1A=22Ω，C4=5×20×1000/(2×22)≈2273μF，Ro4min=1.1×18V/1A=18Ω，C10=5×20×1000/(2×18)≈2778μF 可见，滤波电容容量较大，应选电解电容。受规格的，实际容量应选为C1=4700μF/25V，C4=4700μF/30V，C7=4700μF/25V，C10=4700μF/30V，其耐压值要大于相应的输入电压的1.5倍。 （5）整流二极管 整流二极管的参数应满足最大整流电流IF>Io max (暂定)；最大反向电压VR>2V2，其中V2为变压器二次侧电压有效值。以上四个桥式的所有整流二极管可选IN4001小功率二极管。 （6）变压器 由V21、V22、V23、V24值选变压器绕组输出电压为10V、20V、15V、18V。 考虑电网电压10%的波动，稳压电路的最大输入分别为Pi1max=1.1V11Iomax=1.1×1.1V21Iomax=1.1×1.1×10×1W=12.1W，同理有，Pi2max=1.1V12Iomax=24.2W, Pi3max=12.1W,Pi4max=1.1V14Iomax=21.8W,考虑变压器和整流电路的效率并保留一定的余量，则选变压器绕组的输出功率分别为2个和20W 2个25W。 7 硬件调试 调试是指调整与测试。测试是在电路组装完成后，对电路的参数（电压或电流）和工作状态进行测量；调整则是在测试的基础上对电路的某些参数进行修改，使其符合设计性能指标的要求。在进行调试之前，应明确调试目标，知道调试步骤、调测方法和所用仪器等。做到心中有数，只有这样，才能保证调试工作完成。 33 / 67 文档可能无法思考全面，请浏览后下载! 先将中频感应加热电源整个系统按功能分成三个功能模块，对控制电路、单相桥式IGBT逆变电路以及反馈回路模块进行安装和调试，在此基础上扩大安装和调试的范围，最后完成整机的安装和调试。 34 / 67 文档可能无法思考全面，请浏览后下载! (1)在不加电源前检查 系统组装完毕后，不要急于通电，首先要根据电路原理图认真检查电路连接是否正确，主要检查是否有错线、多线和短路的情况。接着检查各个元件引脚的连接是否与原理图相符，这一点非常重要，如果芯片引脚（特别是HCPL316J和SG3525A）连接错误，芯片就不能正常工作，有时甚至烧毁芯片。查线时用数字万用表的蜂鸣器来测量，要尽可能直接测量元件引脚，这样可以发现接触不良的地方。 其次仔细检查有无虚焊，有无短路或断路，确保无误后，再对各个模块电路分别进行调试。 (2)给电路中通入直流稳压电源然后观察 在电路连接正确的情况下接通电源。注意，在接通电源后不要急于测量，首先要观察整个电路有无异常现象发生（包括有无冒烟，是否有异常气味，是否有异声，芯片是否发烫，电源是否有短路或开路等现象）。如果出现异常，应该立即关掉电源，待故障排除后方可重新通电。 (3)功能模块调试 根据各个模块的功能，对其进行调试。 对IGBT要先进行静态调试，在没有外加信号的条件下测试IGBT工作点发射极e、门极g、集电极c各点的电位。这样可以及时发现器件是否已经损坏和处于临界状态。 按信号流向顺序调试控制电路、逆变回路、反馈回路，这样可以把调试好的单元电路的输出信号作为下一级的输入信号。 调试控制电路时，需要强调的是在安装电位器PR2之前，要先将其调整到设计值，否则电路可能不起振。微调电位器使三角波输出的幅度是否满足设计指标要求。对于驱动电路，要验证其故障信号复位功能是否达到设计要求，可以人为给定一模拟故障信号去测试。 反馈回路的调试主要看电流互感器上电流表的读数变化对应额定变流比放大后是否符合设计指标要求。 将静态调试和动态测试的结果与设计的指标相比较，通过深入地分析提出了合理的修正。 （4）系统连调 在各个功能模块调试完毕后，便可以对系统进行连调，边调试边修正，直至满足负载输出20KW的加热功率。 8 结论 毕业设计完成的主要工作是感应加热电源的硬件整理。 通过搜集目前感应加热电源的相关资料，了解国内外感应加热电源的相关 34 / 67 文档可能无法思考全面，请浏览后下载! 整理方法，并通过设计方案的比较，针对设计任务提出了可行方案。在设计方案中，结合SG3525A功能特点及其控制特性，以SG3525A作为PWM控制的核心，HCPL-316J作为IGBT的驱动，用串联谐振来设计感应加热电源。根据设计方案，详细地阐述了SG3525A的控制原理，HCPL-316J栅极驱动电路，设计了相应的硬件电路，并整理了电路原理样机并进行调试。结果表明，整理的感应加热电源虽然没有做反馈部分，受系统稳定性的影响，给调试带来了很大的阻碍，所设计的电路能完成基本的测试功能。 35 / 67 文档可能无法思考全面，请浏览后下载! 虽然做了以上几方面工作，但由于时间和实验条件的等原因，所做工 作还有很多需要完善的地方: 1、电路在设计中未采取保护措施，系统设计时余量留得较大。 2、实验线路的调功方式采用限压(限流)单闭环控制方式，不能克服电网波动和负载扰动的影响。为使系统动态响应速度快、超调量小、稳定性好、应采用功率电流流双闭环PI控制方式。因此系统控制部分还有许多问题并未具体实现。√√ 致 谢 在本文即将结束之际，我要由衷地感谢在我毕业设计阶段，乃至本科四年学习生活中帮助过我的师长与同学。 35 / 67 文档可能无法思考全面，请浏览后下载! 在毕业设计完成的过程中得到了许多老师和单位领导的帮助，学院的老师们严谨治学的教学使我受益非浅。本论文的选题、研究内容、研究方法及论文的形成是在导师何少佳老师支持、鼓励和悉心指导下完成的，他是我获得深思熟虑的意见和概念清晰的见解的来源，他不惜花费自己时间对本论文提出许多意见和建议，既激发了我的灵感，又给了我持久不断的鼓励。在论文完成的过程中倾注了导师大量的心血，在论文完成之际，特向我尊敬的何少佳导师表示衷心的感谢。 本次论文与设计的完成对我是一个巨大的激励，使我在学术研究方面充满信心，更为我在今后的学习与工作中提供了宝贵的经验。 在学习、工作和论文写作中，得到了同学们的热忱帮助，在此向他们由衷的感谢。 感谢院领导及各位老师在学习期间给予我的帮助。 最后，对我的父母以及所有亲人给予我的理解、帮助和支持表示深情的感谢。并以此文献给所有关心与帮助过我的亲人们、老师们和朋友们！ 参考文献 [1] 王水平. 开关稳压电源—原理、设计与实用电路[M].西安：西安电子科技大学出版社，1999. 36 / 67 文档可能无法思考全面，请浏览后下载! [2] 王 聪. 软开关功率变换器及其应用[M].北京：科学出版社，2000.1 [3] 刘胜利. 现代高频开关电源实用技术[M].北京：电子工业出版社，2001. [4] 张占松. 电路和系统的仿真实践[M].北京：科学出版社，2000. [5] 贾新章. OrCAD/Pspice 9实用教程[M]. 西安：西安电子科技大学出版社，2003. [6] 林渭勋. 现代电力电子电路[M].杭州：浙江大学出版社，2002. [7] 陈国成.新型电力电子变换技术[M].北京：中国电力出版社，2004. [8] 倪海东，蒋玉萍.高频开关电源集成控制器[M].北京：机械工业出版社，2004.9 [9] 刘凤君.逆变器用整流电源[M].北京：机械工业出版社，2003.10 [10] 何希才.新型开关电源设计与维修[M].北京：国防工业出版社，2001.1 [11] 王生德. MOSFET高频感应加热电源的研究[J].郑州大学学报：2001，33（3）. [12] 周跃庆.基于Matlab的感应加热电源仿真[J].计算机仿真，2005，22（7）：204－206. [13] 王华.80KHz大功率串联谐振感应加热电源的研究[D].西安：西安理工大学，2004. [14] 谢自美. 电子线路设计•实验•测试[M].武汉：华中电子科技大学出版社，2007.7 [15] J.Michael Jacob.Power electronics:converters,applications,and desig[M].北京:Higher Education Press,2004. [16] Bottari S. High Frequency 200 kHz Inverter for Induction Heating Applications [J] . IEEE Trans. on Power [17] Forsyth, A.J..Extended fundamental frequency analysis of the LCC resonant converter. Power Electronics [J], 2003，6(18): 1286- 1292. [18]Doolla,S.. A GUI based simulation of power electronic converters and reactive power compensators using MATLAB/SIMULINK. 2004 International Conference on Power System Technology.2004,2(21-24):1710-1715. 附录一 整体电路原理图 37 / 67 文档可能无法思考全面，请浏览后下载! 附录二控制及其驱动电路PCB 38 / 67 文档可能无法思考全面，请浏览后下载! 39 / 67
因篇幅问题不能全部显示，请点此查看更多更全内容