低压大电流DC-DC变换器的研究

低压大电流DC-DC变换器的研究

姓名：贾荣申请学位级别：硕士专业：通信与信息系统指导教师：倪云峰

20090425

论文题目：低压大电流ＤＣ．ＤＣ变换器的研究专业：通信与信息系统硕士生：贾荣（签名）（签名）宪家指导教师：倪云峰摘要大规模集成电路正常工作时，要求ＶＲＭ应具有较低的输出电压和较大的输出电流，同时还需满足效率高、动态响应速度快等特点，为了满足上述需求，低压大电流ＤＣ．ＤＣ变换器成为开关电源的主要研究发展方向。本文在详细阐述开关电源基本理论的基础上，分析Ｂｕｃｋ型变换器的功率损耗与控制方法，针对同步整流、多相交错并联及多路均流等技术进行研究，给出了一种低压大电流ＤＣ．ＤＣ变换器的设计方案，并在Ｍａｔｌａｂ／Ｓｉｍｕｌｉｎｋ仿真环境下采用ＰＷＭ脉冲调制方式和四相相位相差９００的方法对四相交错并联Ｂｕｃｋ变换器电路进行仿真。输出电压为１．５Ｖ时，采用四相交错并联方式，Ｂｕｃｋ变换器的输出纹波电压峰峰值为１Ｘ１０巧Ｖ；同时，采用“最大电流均流法”对四相Ｂｕｃｋ电路实现均流，每路电流平均值都为３７．２８Ａ；输出电流平均值为１４９．０８Ａ，且输出电流纹波峰峰值为０．０１８Ａ。仿真结果分析表明，四相交错并联Ｂｕｃｋ变换器的各项参数符合低压大电流ＤＣ．ＤＣ变换器的要求。论文后半部分，基于四相交错并联Ｂｕｃｋ变换器仿真电路，针对低压大电流稳压电源进行设计。本文采用Ｉｎｔｅｒｓｉｌ公司提供的可输出四路相位交错ＰＷＭ脉冲的ＨＩＰ６３０１集成芯片搭建了实验电路，研制了一台输出电压为１．８５Ｖ、额定电流１０Ａ的稳压电源。针对实验电路进行了测试，在输入电压为１２Ｖ、开关频率为１３０ＫＨｚ与输出电流为１０Ａ的条件下，所设计的电源输出电压纹波为３３ｍＹ，负载调整率为０．２％，电源效率为８６％。实验结果表明，采用多相交错并联技术实现的稳压电源具有效率高、动态响应速度快和输出纹波电压低等特性，为低压大电流稳压电源的设计提供了借鉴思路。关键词：Ｂｕｃｋ变换器；低压大电流；同步整流；均流技术；多相技术研究类型：应用研究ＳｕｂｊｅｃｔＲｅｓｅａｒｃｈｏｎＬｏｗＶｏｌｔａｇｅａｎｄＨｉｇｈＣｕｒｒｅｎｔＤＣ—ＤＣＣｏｎｖｅｒｔｅｒＳｐｅｃｉａｌｔｙ：ＣｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎａｎｄＩｎｆｏｒｍａｔｉｏｎＳｙｓｔｅｍＮａｍｅ：ＪｉａＲｏｎｇ（Ｓｉｇｎａｔｕ（ＳｉｇｎａｔｕＡＢＳＴＲＡＣＴｎｏｒｍａｌ，ＶＲＭＩｎｓｔｒｕｃｔｏｒ：ＮｉＹｕｎｆｅｎｇＡｓｔｈｅｗｏｒｋｏｆｌａｒｇｅｓｃａｌｅｉｎｔｅｇｒａｔｅｄｃｉｒｃｕｉｔｉｓｉｓｒｅｑｕｉｒｅｄｔｏｄｅｃｒｅａｓｅｌｏｗｏｕｔｐｕｔｖｏｌｔａｇｅ，ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓｔｏｉｎｃｒｅａｓｅｏｕｔｐｕｔｃｕｒｒｅｎｔ，ａｎｄａｌｓｏｍｅｅｔｓｈｉｇＩｌｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ，ｒａｐｉｄｃｕｒｒｅｎｔＤＣ—ＤＣｄｙｎａｍｉｃｒｅｓｐｏｎｓｅｅｔｃ，ｉｎｏｒｄｅｒｃｏｎｖｅｒｔｅｒｒｅｆｌｅｃｔｓｔｈｅｔｏｍｅｅｔｔｈｅｓｅｎｅｅｄｓ，ｌｏｗｖｏｌｔａｇｅａｎｄｈｉｇｈｄｅｖｅｌｏｐｍｅｎｔｏｒｉｅｎｔａｔｉｏｎｏｆｓｗｉｔｃｈｉｎｇｐｏｗｅｒｓｕｐｐｌｙ．Ｉｎｔｈｉｓｔｈｅｓｉｓ，ｔｈｅｂａｓｉｃｔｈｅｏｒｙｏｆｓｗｉｔｃｈｉｎｇｐｏｗｅｒｓｕｐｐｌｙｉｓｄｅｓｃｒｉｂｅｄｉｎｄｅｔａｉｌ，ｂａｓｉｃｔｈｅｏｒｙ，ｐｏｗｅｒｌｏｓｓｍｅａｎｗｈｉｌｅ，ｔｈｅａｎｄｃｏｎｔｒｏｌｍｅｔｈｏｄｏｆＢｕｃｋｃｏｎｖｅｒｔｅｒａｒｅａｎａｌｙｚｅｄ．Ａｓｆｏｒｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓｒｅｃｔｉｆｉｃａｔｉｏｎ，ｍｕｌｔｉｐｈａｓｅｃｒｉｓｓｃｒｏｓｓｐａｒａｌｌｅｌｃｏｎｎｅｃｔｉｏｎ，ｃｕｒｒｅｎｔｓｈａｒｉｎｇｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓｉｓｒｅｓｅａｒｃｈｅｄｆｕｒｔｈｅｒｔｈｅｎａｄｅｓｉｇｎｓｃｈｅｍｅｆｏｒｌｏｗｖｏｌｔａｇｅａｎｄｌａｒｇｅｃｕｒｒｅｎｔＤＣ—ＤＣｃｏｎｖｅｒｔｅｒｉｓｐｕｔｆｏｒｗａｒｄ．ＴｈｅｆｏｕｒｐｈａｓｅｃｒｉｓｓｃｒｏｓｓｐａｒａｌｌｅｌＢｕｃｋｃｏｎｖｅｒｔｅｒｃｉｒｃｕｉｔｉｓｓｉｍｕｌａｔｅｄｂｙＰＷＭｍｏｄｕｌａｔｉｏｎａｎｄｆｏｕｒｐｈａｓｅ９０。ｐｈａｓｅｄｉｆｆｅｒｅｎｃｅｍｅｔｈｏｄｉｎＭａｔｌａｂ／Ｓｉｍｕｌｉｎｋ．Ａｓｔｈｅｏｕｔｐｕｔｌｘｖｏｌｔａｇｅｉｓ１．５Ｖｔｈｅｐｅａｋ－ｐｅａｋｖａｌｕｅｏｆｒｉｐｐｌｅｓｖｏｌｔａｇｅｉｓｌＯ。Ｖ；ｍｅａｎｗｈｉｌｅ，ｂｙａｄｏｐｔｉｎｇ‘＇ｍａｘｉｍｕｍｃｕｒｒｅｎｔ—ｓｈａｒｉｎｇｔｅｃｈｎｉｑｕｅ’’ｆｏｕｒｐｈａｓｅｓＢｕｃｋｃｏｎｖｅｒｔｅｒｃｕｒｒｅｎｔＣａｎｒｅａｌｉｚｅｃｕｒｒｅｎｔｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ，ｅａｃｈｃｕｒｒｅｎｔｍｅａｎｖａｌｕｅｉｓａｌｌ３７．２８Ａ；ｔｈｅｏｕｔｐｕｔｖａｌｕｅｉｓ１４９．０８Ａ，ｍｏｒｅｏｖｅｒ，ｔｈｅｏｕｔｐｕｔｃｕｒｒｅｎｔｒｉｐｐｌｅｉｓ０．０１８Ａ．Ｔｈｒｏｕｇｈｒｅｓｕｌｔ，ｅａｃｈｐａｒａｍｅｔｅｒｏｆｆｏｕｒｐｈａｓｅｃｒｉｓｓｃｒｏｓｓｐａｒａｌｌｅｌＢｕｃｋｃｏｎｖｅｒｔｅｒｉｓｍｅａｎａｎａｌｙｚｉｎｇｓｉｍｕｌａｔｉｖｅｉｎａｃｃｏｒｄａｎｃｅｗｉｔｈｒｅｑｕｉｒｅｍｅｎｔｏｆｌｏｗｖｏｌｔａｇｅａｎｄｈｉｚｈｃｕｒｒｅｎｔＤＣ－ＤＣｃｏｎｖｅｒｔｅｒ．ＴｈｅｌａｔｔｅｒｐａｒｔｏｆｔｈｅｔｈｅｓｉｓｔｈａｔｄｅｓｉｇｎｌｏｗｖｏｌｔａｇｅｏｎａｎｄｈｉｇｈｃｕｒｒｅｎｔｐｏｗｅｒｓｕｐｐｌｙｂａｓｅｄｆｏｕｒｐｈａｓｅｃｒｉｓｓｃｒｏｓｓｐａｒａｌｌｅｌＢｕｃｋｏｆＩｎｔｅｒｓｉｌＣｏｍｐａｎｙｉｎｔｈｅａｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓｉｍｕｌａｔｉｖｅｃｉｒｃｕｉｔ．ＡｄｏｐｔｉｎｇｉｎｔｅｇｒａｔｅｄｃｈｉｐｐｕｌｓｅｏｆｆｏｕｒｂｒａｎｃｈｅｓｐｈａｓｅｓＨＩＰ６３０１ｃｒｉｓｓｃｒｏｓｓｖｏｌｔａｇｅｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔ，ＰＷＭＣａｎｂｅｏｕｔｐｕｔｔｅｄ，ｔｈｅｎｖｏｌｔａｇｅｒｅｇｕｌａｔｉｏｎｐｏｗｅｒｉｓｍａｎｕｆａｃｔｕｒｅｄｗｉｔｈｏｕｔｐｕｔ１．８５杉ｒａｔｅｄｃｕｒｒｅｎｔ１０Ａ．Ｗｈｅｎｔｈｅｉｎｐｕｔｖｏｌｔａｇｅｉｓ１２Ｖｏｕｔｐｕｔｃｕｒｒｅｎｔｉｓ１０Ａａｎｄｓｗｉｔｃｈｉｎｇｆｒｅｑｕｅｎｃｙｉｓ１３０ＫＨｚ，ｔｈｅｏｕｔｐｕｔｖｏｌｔａｇｅｒｉｐｐｌｅｉｓ３３ｍＶ，ｒｅｇｕｌａｔｉｏｎｆａｃｔｏｒｏｆｌｏａｄｉｓＯ．２％ａｎｄｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙｏｆｃｉｒｃｕｉｔｉｓｎｏｌｅｓｓｔｈａｎ８６％ｔｈｒｏｕｇｈｒｅｇｕｌａｔｉｏｎｔｅｓｔｉｎｇｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔｃｉｒｃｕｉｔ．Ｔｈｅｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔｒｅｓｕｌｔｓｓｈｏｗｔｈａｔｔｈｅｖｏｌｔａｇｅｐｏｗｅｒｗｈｉｃｈｈａｓｈｉｇｈｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ，ｒａｐｉｄｄｙｎａｍｉｃｒｅｓｐｏｎｓｅａｎｄｌｏｗｏｕｔｐｕｔｒｉｐｐｌｅｖｏｌｔａｇｅｉｓｉｍｐｌｅｍｅｎｔｅｄｂｙａｄｏｐｔｉｎｇｍｕｌｔｉｐｈａｓｅｃｒｉｓｓｃｒｏｓｓｐａｒａｌｌｅｌｔｅｃｈｎｉｑｕｅ，ｐｒｏｖｉｄｉｎｇｔｈｅｒｅｆｅｒｅｎｃｅａｎｄｉｄｅａｆｏｒａｃｈｉｅｖｉｎｇｄｅｓｉｇｎｏｆｌｏｗｖｏｌｔａｇｅａｎｄｈｉｇｈｃｕｒｒｅｎｔｐｏｗｅｒｓｕｐｐｌｙ．Ｋｅｙｗｏｒｄｓ：ＢｕｃｋＣｏｎｖｅｒｔｅｒＬｏｗＶｏｌｔａｇｅａｎｄＨｉ曲ＣｕｒｒｅｎｔＳｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓＲｅｃｔｉｆｉｃａｔｉｏｎＣｕｒｒｅｍＳｈａｒｉｎｇＭｕｌｔｉｐｈａｓｅＴｈｅｓｉｓ：ＡｐｐｌｉｃａｔｉｏｎＲｅｓｅａｒｃｈ要料技丈学学位论文独创性说明本人郑重声明：所呈交的学位论文是我个人在导师指导下进行的研究工作及其取得研究成果。尽我所知，除了文巾加以标注和致谢的地方外，论文中不包含其他人或集体已经公开发表或撰写过的研究成果，也不包含为获得西安科技大学或其他教育机构的学位或证书所使用过的材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中做了明确的说明并表示了谢意。学位论文作者签名影不日期：ｏ）习．多．＞２学位论文知识产权声明书本人完全了解学校有关保护知识产权的规定，即：研究生在校攻读学位期间论文工作的知识产权单位属于西安科技大学。学校有权保留并向国家有关部门或机构送交论文的复印件和电子版。本人允许论文被查阅和借阅。学校可以将本学位论文的全部或部分内容编入有关数据库进行检索，可以采用影印、缩印或扫描等复制手段保存和汇编本学位论文。同时本人保证，毕业后结合学位论文研究课题再撰写的文章一律注明作者单位为西安科技大学。保密论文待解密后适Ｈｊ本声明。学位论文作者签名：秀蒙…臌辄糊≥日，一年莎月％≥日１绪论１绪论１．１引言随着信息技术的快速发展和广泛应用，为了满足日益增长的、更加复杂的实时计算要求，今天许多系统采用了大量的高功率计算芯片，包括ＣＰＵ、ＦＰＧＡ和存储器等。为了提高计算速度就必然要求其供电电源工作频率和供电电流相应增加，同时为了减小能量损耗则要求供电电压反而越来越低，预计未来设备要求电流超过１００Ａ而电压却低于１Ｖ。由于主板空间非常宝贵，要求供电电源体积越小越好。因而新一代的供电电源一低电压、大电流输出ＤＣ．ＤＣ变换器模块，又称电压调节模块（ＶＲＭ，Ｖｏｎａｇｅ快速动态响应的方向发展。电压调节模块主要应用于５Ｖ、１２Ｖ、４８Ｖ输入总线电压的分布式电源系统（ＤＰＳ，ＤｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄＰｏｗｅｒＲｅｇｕｌａｔｏｒＭｏｄｕｌｅ），彪，将向着低电压、大电流、小体积、高频率、高功率密度、高可靠性、高效率、Ｓｙｓｔｅｍ）ｑｂ，不同总线电压的电压调节模块相对应的电路拓扑有很大的区别。直流分布式供电系统通常采用多级变换，首先将输入电压变换成安全电压，然后通过直流母线传送到每个负载板上，再通过各级ＤＣ．ＤＣ变换器提供给负载所需的电流。电压调节模块是ＤＰＳ中的核心部件，它紧靠微处理器和集成电路在需要供电的负载旁，可根据不同负载需要调节输出电压，实现具有低电压、大电流、高稳定输出、高功率密度及快速响应等优良性能的高质量电源系统。通常当输入电压为５Ｖ、１２Ｖ时采用非隔离型的电路拓扑，典型的有Ｂｕｃｋ变换器，而当输入电压为４８Ｖ时则采用隔离型的电路拓扑，典型的有半桥、全桥、推挽变换器等。微处理器通常在“工作模式”与“待机模式”之间频繁转换，这就要求ＶＲＭ有超快的负载电流响应速度，并且保证输出电压有相当高的稳定度，同时又要求ＶＲＭ的功率变换效率高，尽可能提高开关频率，减小ＶＲＭ体积，以适应模块化发展方向，这些性能要求对ＶＲＭ的设计提出了严峻地挑战，必须通过有效的方式和途径来解决【ｌＪ。１．２开关电源的背景、发展方向及研究意义开关电源是利用现代电力电子技术，控制开关管开通和关断的时间比率，维持稳定输出电压或电流的一种电源。开关电源由主电路与控制电路两大部分组成，主电路的能量传递给负载电路，控制电路则按照输入、输出条件控制主电路工作状态，将控制电路集成化即成为开关电源集成控制ＩＣ。随着电子技术的发展，电子系统的应用领域越来越广泛，电子设备的种类也越来越多，对电源的要求更加灵活多样。所谓电源是利用电能转换技术将市电或电池等一次电西安科技大学硕士学位论文能转换成适合各种对象的二次电能的系统或装置。由于近年来新的电子元器件、新的电磁材料、新的变换技术、新的控制理论及新的软件不断出现及发展，使得电源特别是开关电源在许多领域如：邮电通信、军事装备、交通设施、仪器仪表、工业设备、家用电器等有着广泛地应用。开关电源大致分为以下发展方向：（１）新型半导体器件的发展是开关电源技术进步的基础。一旦高性能的碳化硅半导体器件研制成功，将会对电源技术产生性的影响。此外，平面变压器、压电变压器以及新型电容器等元器件的发展，也将对电源技术的发展起到重要作用。（２）集成化是开关电源的一个发展方向。它将控制电路、驱动电路、保护电路以及功率ＭＯＳＦＥＴ开关管进行一体化的集成。集成化和模块化不仅减少了开关电源的连线和焊接，提高可靠性，缩小电源体积，减轻重量。目前，ＤＣ．ＤＣ开关电源的功率密度可达到７１３Ｗ／ｃｍ３。（３）高频化。为缩小开关电源的体积，提高其功率密度，改善动态响应，ＤＣ．ＤＣ电源的开关频率由现在的２００＂５００ＫＨｚ提高到１ＭＨｚ以上。但高频化又会产生新的问题，例如，开关损耗以及无源元件的损耗增大、高频寄生参数以及高频ＥＭＩ等问题。（４）软开关。为提高效率，需采用各种软开关技术，包括无源无损（吸收网络）软开关技术、有源软开关技术，如ＺＶＳ／ＺＣＳ谐振、准谐振、恒频零开关技术等，以减小开关损耗和开关应力，实现高效率的高频化。软开关技术的最大优点在于减少开关损耗、提高效率，并可大大减少电磁干扰。该技术常见的实现方法有缓冲电路、谐振环路和谐振开关等。其基本思路是利用电感或电容等储能元件，在开关管开通和关断时，将电压／电流转移或谐振到零，从而实现零电压或零电流开关。（５）功率因数校Ｊ下（ＰＦＣ）。目前ＰＦＣ技术主要分为有源ＰＦＣ技术和无源ＰＦＣ技术两大类，采用ＰＦＣ技术可以提高ＡＣ．ＤＣ变换器输入端功率因数，减少对电网的谐波污染。（６）开关电源的电磁兼容研究。电磁兼容问题有特殊性。它涉及到开关过程产生的ｄｉ／ｄｔ和ｄｖ／ｄｔ，引起强大的传导型电磁干扰和谐波干扰。有些情况还会引起强电磁场辐射。不但严重污染周围电磁环境，对附近的电气也会造成电磁干扰，还可能危及附近操作人员的安全。同时，开关电源内部的控制也必须能承受主电路及工业应用现场的电磁噪声的干扰。由于上述特殊性和测量上的具体困难，专门针对开关电源电磁兼容的研究工作，目前还处于实现阶段。显然，在电磁兼容领域，存在着许多交叉科学的前沿课题有待人们研究。如：典型电路与系统的近场、传导干扰和辐射干扰建模；印制电路板和开关电源ＥＭＣ优化设计软件；低中频、超音频及高频强磁场对人体健康的影响；大功率开关电源ＥＭＣ测量方法的研究等。（７）低电压、大电流的开关电源的开发①低电压、大电流的开关变换器的要求２１绪论数据处理系统的速度和效率日益提高，新一代微处理器的逻辑电压低达１．１－１．８Ｖ，而电流达５０－－－１００Ａ，其供电电源一低电压、大电流输出ＤＣ．ＤＣ变换器模块，又称为电压调整器模块（ＶＲＭ）。新一代微处理器对ＶＲＭ的要求是：输出电压很低，输出电流很大，电流变化率高，动态响应快等。第一，为降低ＩＣ的电场强度和功耗，必须降低微处理器供电电压，因此ＶＲＭ的输出电压要从传统的３Ｖ左右降ｔ氐Ｎ４，于２Ｖ，甚至１Ｖ。第二，运行时，电源输入电流大于１００Ａ，由于寄生Ｌ、Ｃ参数，电压扰动大，应尽量减ｄｘＬ。第三，微处理器起停频繁，不断从休眠状态启动、工作、再进入休眠状态。因此要求ＶＲＭ电流从０突变到５０Ａ，又突降Ｎｏ，电流变化率达５Ａ／ｎｓ。第四，设计时应控制扰动电压远小于１０％，允许输出电压变化在士２％范围内。②采用波形交错技术线路的寄生阻抗、电容的ＥＳＲ和ＥＳＬ对ＶＲＭ在负载变化过程中的电压调整影响很大。必须研制高频、高功率密度和快速的新型ＶＲＭ。现在已有多种拓扑问世，如：同步整流Ｂｕｃｋ变换器；为防止电流大幅度变化时，由于高频寄生参数引起输出电压扰动，采用多输入通道或称多相ＤＣ．ＤＣ变换器，称为波形交错技术，保证ＶＲＭ输出纹波小，改善输出瞬态响应，并可减小输出滤波电感Ｌ和电容Ｃ。③电压纹波与冲击电压问题电压纹波与ＥＳＲ。对于电压在１Ｖ以下、电流在１００Ａ以上的负载，其负载电阻在１０ｍＱ以下，低于滤波电容的内部等效串联电阻，会出现电压纹波问题。现在，假设可以通过升降压或升压型变换器实现这种电源，但流过电容的纹波电流在１００Ａ以上，效率小于５０％。对此，降压型变换器中含有串联滤波电感，可抑制纹波电流。但是，负载电阻与ＥＳＲ相当，纹波电流分别流过电容和负载，其动作模式和目前的滤波电路不同。为进一步降低低压大电流输出电压纹波，即减小滤波电容ＥＳＲ值，必须采取一定的方法和策略。负载突变引起的冲击电压。对于数字电路的负载，为快速响应各种模式的转换，输出电压相应与负载变化的瞬态响应特性就显得非常重要。此时，如果电流的变化率大，冲击产生时间比开关周期短，则很难期待由反馈而带来的输出电压稳定效果。目前技术还没有办法，正处于仿真研究阶段。以上就低压大电流开关电源为中心，对开关电源的未来技术发展方向进行了论述。按照摩尔定律，每１８个月ＩＣ的集成度会增加２倍，因此很难断定电压会降低到何种程度为止。如果这种趋势无的持续下去，可以预想对电源的要求会越来越高。要满足这些要求，首先以开发新的半导体和电容为前提，另外，从电路角度来简化元器件微细结构模型也可能成为解决问题的关键点。因此，各种层面学科界线进行协同研究的必要性会越来越古Ｉ引。３西安科技大学硕士学位论文开关电源被誉为高效节能电源，它代表着稳压电源的发展方向，现已成为稳压电源的主流产品。采用了控制集成电路的开关电源更具有效率高、输出稳定、可靠性高，并可实现远程控制等功能，是世界开关电源的发展趋势。随着微电子和半导体行业的发展，整个电源产业产生日新月异的变化和发展，显示出了强大的生命力。１．３本文的研究内容本文在研究Ｂｕｃｋ型变换器基础上，从三个技术方面进行深入研究：①同步整流技术：②多相技术；③均流技术。利用Ｍａｔｌａｂ仿真软件的Ｓｉｍｕｌｉｎｋ环境进行四相交错并联Ｂｕｃｋ变换器电路的仿真，并研究利用“最大电流均流法”实现各路均流，同时对实验数据及波形进行深入分析；然后，利用Ｉｎｔｅｒｓｉｌ公司的ＨＩＰ６３０１芯片设计并实现四相交错并联同步整流ＤＣ．ＤＣ变换器，文中对ＨＩＰ６３０１的内部结构、工作原理和元件参数的设计等作了详细阐述，针对实验电路进行了测试，并对实验数据、波形等进行了分析，给出对应结果。本论文结构体系如下：第二章针对开关电源的基本控制原理和结构进行介绍，尤其对Ｂｕｃｋ变换器的基本工作原理及拓扑详细分析，阐述了Ｂｕｃｋ变换器工作于ＣＣＭ和ＤＣＭ模式下的工作过程，并给出相应的公式及图解；针对ＤＣ．ＤＣ变换器功率损耗的类型及原因进行详细分析给出相应的公式；介绍ＤＣ．ＤＣ变换器的控制方法及同步整流技术的概念，并对整流ＭＯＳＦＥＴ管的内部结构、特性、各项参数及驱动方式进行分析。然后，详细阐述多相交错并联技术的概念及工作原理，并给出相应的拓扑结构图。最后，通过开关电源分布式与冗余技术的介绍，引出均流技术的必要性及重要性，并介绍了四种常用负载电流均流方法。第三章介绍了Ｓｉｍｕｌｉｎｋ在ＤＣ—ＤＣ变换器仿真中的意义；对Ｍａｔｌａｌ３Ｉ／Ｓｉｍｕｌｉｎｋ仿真环境进行说明，给出相关的应用领域，并对其突出特点进行详细阐述。在电力电子系统电路仿真中，Ｓｉｍｕｌｉｎｋ／ＳｉｍＰｏｗｅｒＳｙｓｔｅｍ为主要仿真环境，其包含电力电子仿真的几乎所有器件，就其用途及特点给予详细介绍。然后，在Ｓｉｍｕｌｉｎｋ环境下实现单相Ｂｕｃｋ同步整流变换器仿真实验，对仿真电路的相关模块进行介绍，并给出仿真数据及波形等仿真结果。最后，在Ｓｉｍｕｌｉｎｋ环境下实现四相交错并联Ｂｕｃｋ变换器仿真实验，针对均流环节与驱动波形相位交错环节设计进行详细阐述，最终给出仿真数据及波形等实验结果，并对实验结果进行深入分析。第四章利用Ｉｎｔｅｒｓｉｌ公司推出的ＨＩＰ６３０１控制芯片，设计四相交错并联同步整流Ｂｕｃｋ变换器；给出ＨＩＰ６３０１内部结构图，针对内部各个重要模块功能进行分析，详细介绍芯片工作原理；然后，针对驱动芯片ＨＩＰ６６０２的内部结构及工作原理进行详细介绍，并对ＨＩＰ６６０２如何驱动Ｂｕｃｋ变换器上、下端ＭＯＳＦＥＴ管进行了详细地说明；并介绍了４１绪论ＨＩＰ６３０１与ＨＩＰ６６０２的供电芯片ＬＭ３１７，阐述其如何实现稳压电源的工作原理，给出该稳压电源的各项电气参数。最后，采用ＨＩＰ６３０１实现了一种输出电压为１．８５Ｖ，额定电流为１０Ａ，符合Ｉｎｔｅｌ．ＶＲＭ９．０标准的微处理器电源。第五章是对本文工作的总结，并对深入研究的方向提出建议。５西安科技大学硕士学位论文２Ｂｕｃｋ型变换器的基本理论开关电源的基本工作原理是在输入电压变化、内部参数变化和外接负载变化的情况下，控制电路通过被控制信号与基准信号的差值进行闭环反馈，调节主电路开关管的导通（或截止）时间，使得开关电源的输出电压或电流相对稳定。合理的控制方案，对于优化开关电源的特性有很重要的作用。在本章中，为分析稳态特性，简化推导公式的过程，特作以下三点假设：（１）开关晶体管、二极管均是理想元件。也就是可以瞬间地“导通”或“截止”，而且“导通”时压降为零，“截止”时漏电流为零：（２）电感、电容是理想元件。电感工作在线性区而未饱和，寄生电阻为零，电容的等效串联电阻为零；（３）输出电压中的纹波电压与输出电压的比值小到允许忽略。２．１Ｂｕｃｋ型变换器开关电源采用功率半导体器件作为开关元件，通过周期性地通断开关，控制开关元件的占空比来稳定输出电压。其基本架构，如图２．１所示。基准电压‰图２．１开关电源基本架构图开关电源控制环路有三个主要部分：功率级变换器、脉冲宽度调制器和误差放大器。其中功率级变换器进行功率变换，它是开关电源的核心部分，此外，还有启动电路、过流与过压保护电路、噪声滤波器等组成部分。开关稳压电源的种类很多，有三种最基本的拓扑结构，分别是Ｂｕｃｋ型、Ｂｏｏｓｔ型和Ｂｕｃｋ—Ｂｏｏｓｔ型，此外还有Ｃｕｋ、Ｓｅｐｉｃ型等等。本文重点研究降压ＤＣ．ＤＣ转换器的工作原理及其效率的提高，其他ＤＣ．ＤＣ转换器在此不多赘述。２．１．１Ｂｕｃｋ型变换器的基本原理Ｂｕｃｋ型开关电源的电路拓扑结构，如图２．２所示。图２．２中，Ｂｕｃｋ型开关稳压电源的基本电路由功率开关管Ｑｌ、续流二极管Ｄ、储能电感Ｌ、输出滤波电容Ｃ，ＰＷＭ控６２Ｂｕｃｋ型变换器的基本理论制和驱动电路以及采样反馈电路等组成。因为ＭＯＳＦＥＴ管开关速度较快，控制逻辑相对简单，所以，开关管Ｑｌ一般都采用ＭＯＳＦＥＴ管。＾＾＾厂、一Ｊ＿±一三ＱｌＬ厶ＰＷＭ发生器及驱动器Ｚ∑∥，ｌ采样反馈控制－ｃＩ２蜀；一月ｎ《乱。广ＩＤ‘Ｒ亍图２．２Ｂｕｃｋ变换器基本结构图根据电感中电流的情况，开关电源的工作模式可以分为连续导通模式（ＣＣＭ）和非连续导通模式（ＤＣＭ）。在稳压电源的开关管导通期间，电感中的电流上升；在开关管截止期问，电感电流下降。如果在稳压电源的开关管截止期间，电感中的电流降到零，并在截止期间的剩余时间内电感中存储的能量也为零，这种我们称开关电源工作于非连续导通模式；否则工作于连续导通模式。下面对Ｂｕｃｋ型开关电源的两种工作模式分别进行说明和分析，以便于进行系统设计１３】。（１）连续导通模式（ＣＣＭ）‰表示开关管导通的时间，用ｔｏｎ表示开关管截止的时间。瓦表示一个开关周期。①开关导通状态在工作过程中，当栅极控制脉冲使开关管Ｑｌ导通后，电容Ｃ开始充电，加在Ｉｈ两端的输出电压圪开始上升，在Ｃ充电过程中，电感Ｌ内的电流逐渐增加，存储的磁场能量也逐渐增加，电路结构如图２．３（ａ）所示。②开关断开状态经过导通时间‰后，控制信号使开关管Ｑｌ截止，Ｌ中的电流减小，Ｌ两端产生的感应电势使Ｄ导通，Ｌ中存储的磁场能量便通过续流二极管Ｄ传递给负载，电路结构如图２．３（ｂ）所示。了圪．０（ａ）开关导通时Ｂｕｃｋ工作电路（ｂ）开关断开时Ｂｕｃｋ工作电路图２．３Ｂｕｃｋ工作电路图当输出电压虼低于电容Ｃ两端的电压时，Ｃ便向负载放电，脉冲控制信号又使开关导通，上述过程重复发生。７西安科技大学硕士学位论文对于Ｎ沟道ＭＯＳＦＥＴ管，当栅极加入正向信号时，ＭＯＳＦＥＴ管导通且处于线性电阻区，ＭＯＳＦＥＴ管在这个区域的导通压降ＶＤｓ很小，基本可以忽略不计。当ＭＯＳＦＥＴ管的栅极加入反向信号时，ＭＯＳＦＥＴ管的电阻又近似无穷大，即截止。当控制信号使主开关管导通时，电感Ｌ中的电流从最小值五ｍｉｎ增大到最大值五ｍ舣，当控制信号使主开关管截止时，Ｌ中的电流又从最大值“缸减４，Ｎ最小值“ｉＩＩ。各节点的波形，如图２．４所示。（＋）７二图２．４ＣＣＭ工作模式波形图假设主开关具有理想的开关特性，其导通压降可以忽略不计。那么，在开关管导通期间，ｖＬ＝Ｋ—ｖｏ乱鲁由此可得，（２．１）蝇（小ｚ１烀Ｖｏ）ｄｔ＝毕ｋ：毕‰＋ＩＬｍｉｎ（２．２）主开关导通状态终止，即ｔ＝ｔｏ．时，Ｌ中的电流到达最大值即ＩＬｍ戕，得（２．３）当主开关管截止时，Ｌ中的电流经续流二极管Ｄ向负载释放能量，忽略Ｄ的正向压降，得Ｖｏ＝－Ｌｄ讲ｉＬ‘（２．４）（２．５）蝇（－）＿一圭化防＝一孓８２Ｂｕｃｋ型变换器的基本理论‰。＝一半ｏ＋ｋＬ（２．６）根据伏秒平衡原理，由式（２．２）和（２．５），得Ｖｏ＝Ｋ■÷＝Ｋ鲁＝ＤＫ，，（２．７）Ｉ∞十／ｏｆｆ．ｆ式中瓦为主开关工作周期，Ｄ＝ｆｏｎ儡为占空比。式（２．７）即为Ｂｕｃｋ型开关电源工作于连续导通模式时输入电压和输出电压之间的直流关系。由式（２．７）可知，输出电压％与主开关管的占空比Ｄ成正比。由于占空比Ｄ总是小于ｌ，所以％总是小于Ｋ，故常称为降压型开关稳压器。（２）非连续导通模式（ＤＣＭ）假设用Ｄ瓦表示开关管导通的时间，用Ｄ１瓦表示开关管关断直至电感电流持续下降直到零的时间，用Ｄ２瓦表示电感电流保持为零的时间，我们有Ｄ＝Ｉ．Ｄｌ＿Ｄ２。非连续导通模式的工作原理分析如下：在工作过程中，当控制脉冲使开关导通之后，电容Ｃ开始充电，加到负载心两端的输出电压％开始上升，电感Ｌ内的电流从零开始逐渐增加，存储的磁场能量也从零开始逐渐增加。此时，续流二极管Ｄ因反向偏置而截止。经过导通时间ＤＴ，以后开关管截止，Ｌ中的电流减小，Ｌ两端产生的感应电势使Ｄ导通，Ｌ中存储的磁场能量便通过续流二极管Ｄ传递给负载。当负载电压低于电容Ｃ两端的电压时，Ｃ便向负载放电。经过关断时间Ｄｌ瓦以后，电感中的电流减小到零，电感中没有能量的存储，完全靠电容Ｃ对负载放电维持输出电压。此时，续流二极管Ｄ因反向偏置而截止，故电感中不会出现反向电流。在经过Ｄ２死后，控制脉冲信号又重新使开关导通，上述过程重复发生。各节点波形，如图２．５所示。图２．５ＤＣＭ工作模式波形图９西安科技大学硕士学位论丈根据伏秒平衡原理，得（Ｋ—Ｖｏ）ＤＴ，＝ＶｏＤｌ互ＫＤ＝Ｖｏ（Ｄ＋ｑ）由式（２．９）司得，（２．８）（２．９）百Ｖｏ一＿面ＤＫ由式（２．１０）可得，Ｄ＋日（２．１０）ＤＩ＝Ｄ（Ｖ毒一１）可知，（２．１１）Ｍ＝（Ｋ－Ｖｏ）ＤＴ。／Ｌ将式（２．８）代入式（２．１２）可得，那么，输出电流可表示为：（２．１２）则Ｒ＝毒＝淼ｊ明珊Ｄ？Ｒｏｌ吼。Ｌ日Ｉ（Ｄ＋ｑ）Ｌ＝ＡＩ（Ｄ＋Ｄ．）／２＝ｊ１半～５Ｍ＝ＶｏＤ，ｒＪＬ（２．１３）㈣㈣ｊ砰＋ＤＤｌ一面２Ｌ＝。从而可以解得，（２．１６）ｑ：—』善一Ｄ＋ｂｚ＋旦将式（２．１７）代入式（２．１０）可得，（２．１７）丘：．型！—一ＫＤ＋／Ｄ：＋旦＼ｆＲｏｌ：（２．１８）式（２．１８）ｆｌ［１为Ｂｕｃｋ型开关电源工作于非连续导通模式时输入电压和输出电压之间的直流关系。连续导通模式和非连续导通模式之间临界状态的负载电流为：Ｌ＝甏謦１０亿∽２Ｂｕｃｋ型变换器的基本理论２．１．２Ｂｕｃｋ型变换器的功率损耗源ＤＣ—ＤＣ转换器的拓扑结构多种多样，但其功率损耗源都包括导通损耗、驱动损耗、分布电感开关损耗、功率管的开关时序有关的损耗以及控制电路损耗。本节对这些功率损耗源和引起损耗的因素进行了分析和归纳总结。图２．６是考虑了各种寄生效应后的降压转换器结构图，寄生效应主要包括所有的串联电阻心，寄生电容Ｃ”分布电感ｋ以及功率ＭＯＳＦＥＴ管的体内二极管。下面所述的是一些主要的功率耗散源，由于这些耗散源的存在导致转换效率小于１［４１。盈易图２．６包括寄生效应的Ｂｕｃｋ变换器的结构图（１）电流流过非理想的功率ＭＯＳＦＥＴ管和滤波元件以及互连线将会产生导通损耗Ｒ∞ｄｕｃｔｉ∞：户＝ｚ－２·Ｒ一‘ｎｏｉｔｃｕｄｎｏｃ）０２．２（～‘‘式中，‰。是通过每个元件的均方根电流，Ｒ是每个元件的等效电阻。在ＰＷＭ工作模式下，均方根电流既包括直流部分又包括交流部分：磊。＝毫郴）＋毫㈣其中，（２．２１）矗ｓ（Ｄｃ）＝Ｄ·露（２．２２）‰觚）：Ｄ．昙（等）ｚ它在轻载时会显著的降低转换效率。（２）驱动损耗（２．２３）这里，０＜Ｄ＜Ｉ，是通过电感电流的占空比，厶是直流负载电流，厶厶是电感的峰峰值纹波电流。直流导通损耗是随着负载电流的降低而降低的，交流导通损耗是固定值，每个时钟周期内功率ＭＯＳＦＥＴ管栅极电压的升高和下降将会产生一个平均损耗：最＝包。Ｚ（２．２４）韪与每个周期内功率ＭＯＳＦＥＴ管从导通状态到关断状态再到开状态中栅极电容所西安科技大学硕士学位论文传输的能量成比例，同时也包括了驱动电路的功耗。驱动损耗是与负载电流无关的，也会导致轻载时转换效率的降低。（３）分布电感开关损耗在由输入去耦电容Ｃｉｎ和功率晶体管形成的环路中，由于分布电感的存在会导致能量损耗，如图２．７所示。图２．７分布电感形成的能量损失示意图在这里假设Ｍｐ和Ｍｎ为理想的开关，将Ｌ简化为一个电流为ｉ（ｔ）＝ｉ《ｔ）的电流源。当开关Ｍｐ闭合的时刻，使得Ｌ。从ｉＬ。＝ｉｍｉｎ。当开关晶体管Ｍｐ关断而Ｍｎ闭合的时刻，它使得Ｌ。从ｉＬ。＿ｉｍ积放电放到ｉＬ。＝Ｏ。平均的功率耗散等于：气≈去·厶·（毪。＋ｔ）（２．２５）这个损失一定程度上和负载电流有关，这是因为：ｋ：Ｌ一等（２．２６）以及ｋ：Ｌ＋等（２．２７）分布电感Ｌ。的值与封装以及芯片版图有关，可以通过减小这个关键电流环路的面积来减小分布电感Ｌ。的值，从而减小分布电感开关损耗。在一般的设计中：ｌｎＨ＜厶＜ｌＯｎＨ（２．２８）（４）和时序有关的损耗和功率管的开关时序有关的损耗分为三种情况，均和负载电流无关，分别描述如下：①无死区时间（ｄｅａｄ．ｔｉｍｅ）的情况：短路损耗在功率管开关状态转换期间，为了保证两个功率管不同时导通，必须设置恰当的死区时间，否则将会导致电源和地之间的短路，造成很大的短路损耗。１２２Ｂｕｃｋ型变换器的基本理论②死区时间过长：体二极管导通损耗如果死区时间过长，为了维持电感中的电流，Ｃｘ将放电到Ｖｘ为负值，直到整流管Ｍｎ的体二极管导通（见２．８图）。在低电压系统中，体二极管的正向导通压降虼约为Ｏ．７Ｖ，因此其导通损耗是不可忽视的。圪１ｌ１Ｌ．．．．一圪／７．％Ｄ０—Ｕ．７Ｖ图２．８体二极管导通示意图③死区时间过短：电容开关损耗在每个周期内，开关管Ｍｐ都会将寄生电容Ｃｘ充电到‰，消耗平均功率为：１足。（ｕＤ＝寺·Ｃ·瑶·Ｚ（２．２９）寄生电容Ｃｘ包括功率管的Ｃ擎和Ｃｇｄ、互连线电容以及与电感有关的分布电容，ＬＨ表示Ｃｘ点电位由低（１０ｗ）Ｎ高（１ｌｉ曲）的切换。当开关管Ｍｐ关断的时候在电感的作用下，寄生电容Ｃｘ开始从％放电到０，如果当Ｖｘ－Ｏ的时刻，正好整流管Ｍｎ刚好导通，那么这个开关转换过程没有功率的损耗。如果Ｍｎ导通的太早，那么Ｃｘ将通过Ｍｎ放电到Ｖｘ＝Ｏ（见图２．９），形成额外的功率损耗：足㈣＝寺·Ｃｘ·曙·ｚ≤ｉ１·ｃ·瑶·ｚ（２．３０）图２．９死区时间过短时，Ｃ。上剩余的电荷通过Ｍ。放电如果Ｍｎ导通的太晚，那么Ｃｘ将放电到Ｖｘ为负值，直到体二极管导通，引起体内１３西安科技大学硕士学位论文二极管导通损耗。（５）控制电路静态功耗控制回路会产生静态功耗。在低功耗的应用中，控制电路功耗会占整个转换器功耗的相当的比重，即使在满负载的情况下也是如此。这就需要控制电路尽量简单。ＰＦＭ（ＰｕｌｓｅＦｒｅｑｕｅｎｃｙＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ）模式下的功率耗散机理同上面所讲的大致相同，所不同的是ＰＦＭ转换器在空闲时间死ｄｌｅ下是不工作的。因此除了控制电路的静态功耗外，仅仅在Ｘｐ．１∞＝ＴＭＩＩ＋ＴＭＤ这段时间内才有能量损耗。假设纹波电压远小于输出稳定电压，则在ＰＦＭ一个周期内向负载传送的能量为：２鱿‘ｏ瓦。Ｉｓｃ＝骁·Ｖ。厶ＤｕＩｓｃ（２．３１）Ｕ·整个ＰＦＭ转换器的转换效率为：ｒ／＝—＿二垫Ｌ戽ｕｋｅ＋瓯韶Ｆｆ２．３２）由于具体的损耗机理和ＰＷＭ模式基本相同，同样也包括导通损耗、驱动损耗、分布电感开关损耗、与开关切换和时序有关的损耗以及控制电路的静态功耗，这罩就不再进行详细分析了。２．１．３Ｂｕｃｋ型变换器的控制方法一个好的控制机制不仅包括稳定性和快速响应性还包括控制精度、体积成本、控制效率等因素。按照控制机制的不同，ＤＣ．ＤＣ转换器系统控制方法可分为ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ—Ｗｉｄｔｈ—Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）、ＰＦＭ（Ｐｕｌｓｅ－Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ－Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）和ＰＷＭ／ＰＦＭ混合控制模式‘５１。（１）ＰＷＭ控制模式脉冲宽度调（ＰＷＭ）是指工作频率恒定（即工作周期不变），通过改变功率开关管导通时问或截止时间来改变占空比，通过占空比的调整来使输出电压稳定。降压转换器在ＰＷＭ工作模式下的稳定状态的工作波形，如图２．１０所示。１４２Ｂｕｃｋ型变换器的基本理论Ｋ（，）Ｏ咋（ｆ）０圪（，）ＯＤｒ，（１一Ｄ）巧图２．１０ＰＷＭ模式下稳定状态的工作波形开关周期初始为开关管Ｍｐ导通，在这一间隔ＤＴｓ内，电感两端形成一个稳定的正向压降Ｖｉｎ－Ｖｏ，则流过电感的电流无从最小值线性的增加到最大值。来源于电池的能量一部分存储到电感内部，一部分传送到滤波电容和负载。状态等效图，如图２．１１所示。屯导通断开图２．１１降压ＤＣ－ＤＣ变换器的状态图开关管Ｍｐ被关断，整流管Ｍｎ导通，Ｖｘ与地短路。在这一段时间间隔（１－０）＂Ｉｓ内，电感两端形成一个稳定的反向压降．％，则流过电感的电流ｉＬ从最大值线性的减小到最小值。存储在电感内的能量传送到滤波电容和负载上。而开关周期相继使得Ｍｐ与Ｍｎ轮流导通。在整个过程中被调制的量是占空比Ｄ，因此这种工作模式称之为ＰＷＭ模式。电感的电流的变化值用下式来计算：Ｋ：三．竺生ｊ△‘：堕△丁。ｄｔ‘Ｌ（２．３３）电感电流在开关ＭＤ导通时间间隔内增加量为：１５Ａｋ（＿）－坠掣（１删Ｉ电感电流在开关Ｍｐ截止时间间隔内减小量为：西安科技大学硕士学位论叉（２．３４）△ｔ（＋）：！至』二掣Ｄｒ，（２．３５）其中，％ｓ（Ｍｐ）为Ｍｐ的导通压降，ＶＤＳ（Ｍｎ）的导通压降。在稳定的状态下式（２．３４）、（２．３５）相等，则可以求得Ｖｏ＝（圪一‰（Ｍ。））‘Ｄ一％Ｓ（Ｍ。）‘（１－Ｄ）在理想情况下，ＶＤＳ（Ｍｐ）和ＶＤＳ（Ｍ．）可以忽略。（２）ＰＦＭ控制模式（２·３６）脉冲频率调制（ＰＦＭ）是指工作频率不恒定，通过调节控制开关管通断的脉冲频率随负载变化达到使输出电压恒定，即开关管的开关频率随负载和输入电压的变化而变化。ＰＷＭ控制是固定开关周期，调节占空比来稳定输出；而ＰＦＭ是固定占空比，调节开关周期来稳定输出。ＰＦＭ一个工作周期一般分为三个阶段：电感电流上升、电感电流下降、电感电流保持为０。实现时分为两种机制：①电感电流上升和下降阶段的频率和占空比保持固定，当负载变轻时，电感电流为０的“ｉｄｌｅ”阶段时间变长，系统工作频率变小，反之变大。通过频率的调整来逐步稳定输出。②机制是“ｏｎｅ．ｓｈｏｔ”控制，利用单稳态触发器代替振荡器，系统工作于非“ｉｄｌｅ”周期时，单稳态触发器和电流检测电路共同形成占空比信号控制开关管的导通关断。系统输出来控制何时进入“ｉｄｌｅ”周期。图２．１２从概念上对ＰＦＭ调制方式进行了描述，转换器在轻载时仅仅在ＰＦＭ控制信号为“ｉｄｌｅ”工作。在控制信号为“ｉｄｌｅ”期间，两个功率晶体管全部关断，整个电路处于电感电流为零的状态，在此期间，输出滤波电容向负载提供电流。当输出电压％ｍ的反馈电压‰小于基准电压％ｆ时，电路进入ＰＥＭ控制的“ａｃｔｉｖｅ”状态，电源不断对电感进行充电使输出电压上升；当输出电压反馈‰大于基准电压‰ｆ时，电路进入ＰＦＭ控制的“ｉｄｌｅ”状态，输出电压开始下降，直至低于基准电压‰ｆ时再次进入“ａｃｔｉｖｅ”状态。其中“ａｃｔｉｖｅ”和“ｉｄｌｅ”时间的长短和负载大小及电源电压有关，也即实际等效开关频率是变化的。１６２Ｂｕｃｋ型变换器的基本理论ＰＦＭｃｏｎｔｒｏｌ图２。１２ＰＦＭ控制模式的阐述图２．１３描述了降压变换器在ＰＦＭ控制方式下稳定状态的波形，解释如下：在开关管Ｍｐ导通时间‰ｐ内，一些能量从电池传递给负载，其余的存储到电感中。在这个过程内，电感电流上升斜率为：ｄｉ＿＿ｋ：！丘二塑ｄｌＬ（２．３７）在开关管Ｍｐ导通时间的末尾，电感电流到达峰值ＩＬ＝Ｉｐ，然后Ｍｐ关断，整流管Ｍｎ开始导通，圪与地之间短路，存储在电感内的能量传递到滤波电容和负载上。在此期间，电感电流从厶降低到０，斜率为：一ｄｉＬ：土虼（，）（２．３８）圪（ｆ）０ｌ％誓一‰一＿＿瓦。瓦■，—●一＋１７｛ｙＮ／ｆ＼｝Ｎ』］。ｖｇ）＝Ｉｏ，图２．１３ＰＦＭ稳定状态的波形在理想情况下，当ｉＬ降到０时，Ｍ。关断，此时圪上升到％，电感电流保持为０。在每个周期内，电感传送的电荷可以通过转换器一个周期内ＩＬ（ｔ）波形下的面积来表示，其值为：１巯＝吉。‘’（～＋瓦。）（２．３９）常见的ＰＦＭ控制模式，对开关管Ｍｐ的导通时间‰ｐ进行控制。Ｍｎ的导通时间可１７西安科技大学硕士学位论文以通过‰来表示：‘＝掣～＝缸％。＝％掣％，（２．４０）（２．４１）将式（２．４０）、（２．４１）代入式（２．３９），有：ＱＬ可１与学·强当传送的电荷与负载所消耗的电荷相等时，便可得到稳定的输出电压，则表达式：ＱＬ＝Ｌ’Ｔ汶里．（２．４２）（２．４３）Ｔ＝毛。＋％。＋％。是ＰＦＭ的周期，而这个占空比是不固定的，与负载状况有关。（３）ＰＷＭ／ＰＦＭ比较（２．４４）ＰＦＭ控制中的导通损耗与负载成正比，而开关损耗与负载大小无关，故轻载时ＰＷＭ控制方式的转换效率会降低。而轻载时ＰＦＭ的“ｉｄｌｅ”时间变长，工作频率变小，开关损耗变小，这样就提高了轻载效率。但是由于ＰＦＭ方式是通过几个周期时间的改变才能完全响应负载的变化，而ＰＷＭ方式在每个周期都可以通过改变占空比来响应负载的变化，因此，ＰＦＭ相比较ＰＷＭ有更大的开关噪声。出于高效率和低噪声考虑时一般都采用ＰＷＭ和ＰＦＭ结合的方式，重载时采用ＰＷＭ控制，轻载时采用ＰＦＭ控制，两种控制根据负载的变换自动切换，切换开关可以通过控制电感电流的平均值或峰值来实现，这样，将大大提高整个系统工作的输出效率。本文研究的降压ＤＣ．ＤＣ变换器负载为重载，因此在采用同步整流技术的基础上，只采用ＰＷＭ控制模式以提高系统的转换效率，降低开关噪声。２．２同步整流技术整流电路作为ＤＣ．ＤＣ变换器的重要组成部分，对整机性能的影响很大。传统的整流电路采用功率二极管，由于二极管的通态电压降较高（典型值为０．４Ｖ．－－０．６Ｖ），因此整流损耗较大。而为了满足各种数据处理集成电路对更快速、更低功耗和更高集成度的要求，集成芯片的工作电压将进一步降低到１Ｖ以下。在ＤＣ．ＤＣ变换器输出如此低的电压时，整流部分所占输出功率的比重将更大，致使整机效率更低，成为电源小型化、模块化的障碍。应用同步整流技术，用低导通电阻ＭＯＳＦＥＴ代替常规整流二极管，可以大大降低整流部分的功耗，提高变换器的性能，实现电源的高效率，高功率密度。整流１８２Ｂｕｃｋ型变换器的基本理论二极管和Ｎ沟道功率ＭＯＳＦＥＴ管的模型符号，如图２．１４所示［６１。阴极阳极呷去牛以（ｂ）ＭＯＳＦＥＴ管图２．１４二极管与ＭＯＳＦＥＴ管符号图（ａ）二极管整流二极管有两极：阳极Ａ和阴极Ｋ。功率ＭＯＳＦＥＴ管有三端：栅极Ｇ、源极Ｓ、漏极Ｄ；其中，栅极Ｇ、源极Ｓ相当于二极管的阳极Ａ，漏极Ｄ相当于二极管的阴极Ｋ。漏源极有一个寄生二极管（又称体内二极管），驱动信号加在栅极和源极之间。因此ＳＲ（ＳｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓＲｅｃｔｉｆｉｅｒ称为同步整流管）是一种可控的开关器件，提供适当的驱动控制即可实现整流。但值得注意的是这时候ＭＯＳＦＥＴ管是反接的，与作为开关管使用是完全不同的。当ＭＯＳＦＥＴ管用作整流管时，其栅极电压必须与被整流电压的相位保持同步才能完成整流功能，故称之为“同步整流”。与肖特基二极管整流相比，采用同步整流技术的优点是：正向压降很小，阻断电压高，反向电流小等。现在低输出电压的５０－３００Ｗ高密度ＤＣ．ＤＣ变换器已普遍采用ＳＲ，使正向电压降低到原来的１／２．１／３。尤其值得注意，在高频率软开关ＤＣ—ＤＣ变换器，应用同步整流技术，可是开关变换效率从８０．８５％提高到９０％。２．２．１同步整流管的介绍８０年代初，高频功率ＭＯＳＦＥＴ刚开始得到发展，ＮＥＣ公司的Ｓ．ＩＫＥＤＡ等人就提出了一种新的整流管，用功率ＭＯＳＦＥＴ代替功率二极管作为整流元件，从而实现了输出整流管通态压降小、耗散功率低、高效率的ＤＣ．ＤＣ转换器。ＭＯＳＦＥＴ管是利用一种极性载流子（多数载流子）参与导电的电力场控效应管。它分为结型和绝缘栅型两种，是单极型晶体管。ＭＯＳＦＥＴ是通过改变栅极电压的大小来控制内部导电沟道的厚度，从而实现控制漏极电流厶的目的。当栅极电压％小于开启电压‰时，无论％。的极性如何，厶几乎为零。所以，为了减小ＭＯＳＦＥＴ器件的通态电阻，在保证耐压的情况下，应尽量减少导电沟道的厚度，即适当降低％，以降低驱动损耗和导通损耗。由于栅极电压％的作用仅仅是形成漏极和源极之间的Ｎ型导电沟道，而Ｎ型导电沟道又相当于一个无极性的等效电阻，因此，ＭＯＳＦＥＴ具有双向导电的特性，满足了同步整流电路对整流器特性的要求【‘７１。由上可知ＭＯＳＦＥＴ管的特点是：（１）具有双向导电性，导通电阻小，负载电流大，输入阻抗高，驱动功率小，且驱１９西安科技大学硕士学位论文动电路简单；（２）正电阻温度系数，电流加大时，温度上升，电阻加大，对电流起自动限流作用，不会产生二次击穿现象；（３）多个ＭＯＳ管并联使用时，有自动均流作用；（４）不存在少数载流子的存储效应，开关速度快，工作频率高。根据以上特点可知ＭＯＳＦＥＴ管很适合用低压大电流开关电源的整流组件。选择功率ＭＯＳＦＥＴ管也有一些要注意的，它和双极型晶体管不同，栅极电容比较大，在导通之前要先对该电容充电，当电容电压超过阈值电压时才开始导通。因此栅极驱动器的负载能力必须足够大，以保证在系统要求的时间内完成对等效栅极电压充电。利用低导通电阻的ＭＯＳＦＥＴ管取代二极管整流的同步整流Ｂｕｃｋ变换器基本结构，如图２．１５所示。图２．１５同步整流Ｂｕｃｋ功率级电路Ｄｎ和Ｄｐ分别为整流管和开关管的寄生二极管，Ｇ为圪点对地的寄生电容。二极管整流时，由于其在（１．Ｄ）Ｔｓ时间内导通，因此转换器的最大效率被在：Ｔ，ｒ／ｍｍ，２币石ｉ碗ｔ，－（２．４５）％ｉｏｄ。为二极管上导通压降，一般二极管有０．７Ｖ，肖特基二极管也有０．３Ｖ。而利用ＭＯＳＦＥＴ管整流时，其上压降可以通过采用大Ｗ／Ｌ管而降很低，可以显著提高转换效率。２．２．２同步整流管的各项参数同步整流最关键的技术，就是如何有效的控制它的导通与关断，因而在研究它的控制方法之前，必须充分掌握同步整流影响电路效率的各项参数和工作特性。（１）同步整流管的损耗低损耗是使用同步整流技术的根本原因，因而很有必要对如何有效的减小ＳＲ管上损耗是进行研究，ＳＲ管上的损耗包括驱动损耗和导通损耗㈣。①驱动损耗器件内部结构决定了ＳＲ管有如图２．１６所示的特性。２Ｂｕｃｋ型变换器的基本理论ＡＣ图２．１６ＭＯＳＦＥＴ管的开芙等效图Ｃ玉、Ｃｄ。和Ｃｇｄ为ＭＯＳＦＥＴ管的寄生电容。以共源电路为例，可根据器件内部的电容确定输入电容Ｃｉ。。、输出电容Ｃｏ眦和反馈电容Ｇ。，表达式如下：Ｇ鲳＝Ｃｇ。＋ＣｇｄＧｏｕｔ＝Ｃ０（２．４６）（２．４７）（２．４８）％＝巳定。驱动电路的时间常数为：这些电容在开关过程中是变化的，而且ＳＲ管的开关速度由电容的充放电的速度决（２．４９）‘＝毽Ｇ铝关管损耗和设计驱动电路。但是根据时间常数来计算，比较复杂。可以利用厂家给出的栅极电荷特性来计算开（２．５０）Ｑ＝ｚ，ｔ式中，Ｑｇ为栅极电荷，毛为驱动电流，，为开通所需时间。当ｔ＝Ｏ时，向％充电，％线性上升，但仍小于阈值电压所；当ｐ所时，向Ｃｇｄ充电；当ＭＯＳＦＥＴ管导通时，转向％充电，％继续上升，直至达到栅极电压，如图２．１７所示。％栅极电压图２．１７基本的栅极电荷充电波形根据以上分析，可得出驱动损耗表达式：‰：筚‰＝‰Ｚ②导通损耗：（２．５１）（２．５２）在一定的范围内，ＳＲ管的导通电阻Ｒａｓ（彻）随着‰和％的上升而下降。因而要有效２ｌ西安科技大学硕士学位论文的控制驱动电压信号的幅值，使得它不会过驱动或欠驱动。导通损耗表达式为：匕＝圪·‰∞，式中，缸为ＳＲ管导通时漏极电流。（２）体内二极管（２．５３）存在体内二极管的原因是，源极金属电极短路了旷，Ｎ’和Ｐ区，如图２．１８所示。栅极隔离层ｓｉ０２型刍ｌ丝！些Ｉ笆ＰＮ—Ｎ’漏极Ｄ图２．１８ＭＯＳＦＥＴ体内二极管内部结构当源极电位高于漏极时，这个二极管就导通，其导通压降远远大于肖特基二极管。体内二极管在关断时与普通二极管一样也存在反向恢复电流。此时，二极管一方面承受着漏．源极间急剧上升的电压，另一方面又有反向恢复电流流过。所以，在关断时，漏极间加的电压变化率ｄＶｄ。／ｍ会使反向恢复电流变大。它与存储在体内二极管的多余电荷成正比。（３）其它参数另外还是栅极阀值电压所，ＳＲ管主要应用在低电压中，为了减小它的驱动难度，所越小越好。还有开通时间，彻，关断时间ｔｏｎ＂，上升时间ｆｒ，下降时间ｔｒ管时，都要考虑在内。２．２．３同步整流管的驱动方式同步整流技术的核心问题是同步整流管的驱动问题。根据同步整流管的控制方式的不同，可将同步整流器分为两类：外部驱动式（ＣｏｎｔｒｏｌｌｅｒＤｒｉｖｅｎ）同步整流器和自驱动式（ＳｅｌｆＤｒｉｖｅｎ）同步整流器。其中，自驱式同步整流器又分为电压驱动型（ＶｏｌｔａｇｅＤｒｉｖｅｎ）同步整流器和电流驱动型（ＣｕｒｒｅｎｔＤｒｉｖｅｎ）同步整流器。一般来说，相当于自驱动式同步整流器，外部驱动式同步整流器电路复杂、价格昂贵，因此很少采用外部驱动式同步整流器。２Ｂｕｃｋ型变换器的基本理论电压驱动同步整流器驱动电压信号来自变压器辅助绕组或者电感藕合绕组，同步整流管根据变压器辅助绕组或者电感涡合绕组电压极性自动开通或关断，结构简单、经济高效，成为目前受到广泛关注的同步整流器驱动技术。传统电压驱动同步整流器通常存在驱动死区的问题，即同步整流管在应该导通的时间内，但是没有栅极驱动电压，负载电流只能流经体二极管。这个时间通常称为死区时间。体二极管的导通压降大，增加了整流损耗，因此影响了转换器转换效率的进一步提高。近年来，电压驱动同步整流器得到了很大的发展，出现了栅极电荷保持（Ｇａｔｅ极电荷转换（ＧａｔｅＣｈａｒｇｅＣｈａｒｇｅＲｅｔｅｎｔｉｏｎ）电压驱动同步整流器和栅Ｃｏｍｍｕｔａｔｉｏｎ）电压驱动同步整流器，较好地解决了同步整流管驱动的死区问题。电流驱动同步整流器通过检测流过同步整流管的电流，确定是否开通还是关断同步整流管。当同步整流管导通且电流从同步整流管的源极流向漏极时，检测功率ＭＯＳＦＥＴ的电流，得到电流驱动同步整流管的驱动信号。当电流降低为０或反向时，同步整流管关断。电流驱动同步整流管好像一个普通二极管，能够自动的开通和关断。相对于电压驱动同步整流器，电流驱动同步整流器的拓扑结构。也就是说，在已有的开关电源拓扑结构中，可以用电流驱动同步整流管代替整流二极管。因此，电流驱动同步整流管具有通用性，但是必须外加电流检测器件及辅助电路。２．３多相技术在大电流电源设计中，早期的ＶＲＭ采用传统的Ｂｕｃｋ或者是同步整流Ｂｕｃｋ变换器实现能量变换。这样只能依赖于若干并联的ＭＯＳＦＥＴ和很大的电感来保证所要求的大电流。这会造成ＭＯＳＦＥＴ中很高的开关损耗，以及电感和ＭＯＳＦＥＴ焊盘上的电流拥塞现象，有可能影响到ＰＣＢ的可靠性。由于效率和开关频率较低，输出端就必须采用更大的电感，导致瞬态响应速度变慢。为了适应新一代ＶＲＭ的快响应速度就必须减小电感值。但这将产生较大的静态电流尖峰，必将造成较大的输出电压尖峰。多相交错并联变换器以其独特的性能，为低电压、大电流电源的解决方案开辟了一条新路【２６１。多相交错并联技术的介绍：并联交错运行能够降低输出电流、电压的纹波幅值，提高输出电压、电流纹波频率。对于一台Ⅳ模块并联交错运行的变换器来说，其输出电流和电压的纹波峰值要比单独一台子模块电源的要小，较之同样的Ⅳ个模块并联同步运行（ＳｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓＣｌｏｃｋｉｎｇ）的变换器更是大为减小。以一台四模块并联的Ｂｕｃｋ变换器为例，如图２．１９所示。西安科技大学硕士学位论文（ａ）四相交错并联Ｂｕｃｋ同步整流结构图Ｉ／＼．善／、、／／＼、一ｔ、／／。＼．／／＼／、～、，／一，／＼，，７＼，，７、７ｂ－二＼ｋ／八．Ａ～一ｆｆ一／／＼／／＼、／／一（ｂ）四相交错并联同步整流ＢＵＣＫ变换器及纹波抵消效果图图２．１９四相交错并联同步整流Ｂｕｃｋ变换器图２．１９（ａ）为由四个小功率Ｂｕｃｋ电路组成的并联电源系统，假设电感电流连续，即电路工作在ＣＣＭ模式（Ｃｏｎｔｉｎｕｅ－Ｃｕｒｒｅｎｔ－Ｍｏｄｅｌ），图２．１９（ｂ）中ＩＬｌ也为四个滤波电感的电流波形，由Ｂｕｃｋ电路工作过程可知：当Ｓ管导通的时候，滤波电感电流上升，设占空比Ｄ，电路的工作周期为丁，则：Ｋ—Ｖｏ一破ｄｉ由此可得：（２．５４）２Ｂｕｃｋ型变换器的基本理论峨＝半·ＤＴ当Ｓ管夭刚的时候，、德汲电感电流卜降，则：Ｋ—Ｖｏ＝Ｌ衍ｄｉ由此可得：（２．５５）（２．５６）Ｎｏ＝了０‘（１一Ｄ）Ｔ由一个周期内△Ｉｄ咖ｌ＿△Ｉ叩，得：圪＝Ｋ·Ｄ则单个Ｂｕｃｋ模块滤波电感电流变化量为：矿ｒ（２．５７）（２．５８）Ｍ２Ｌ－专ｆ（卜Ｄ）（２．５９）为求模块并联后总的电流变化量，首先将凡ｌ和儿迭加，易知，迭加后所得到的滤波电感电流变化量如式（２．６０）所示，为使下式有意义，需要１－２Ｄ＿＿＿０，则Ｄ＜ｏ．５。蝇·．３＝万Ｖｏ（１－２Ｄ）样有Ｄ＜ｏ．５。（２．６０）再将也和“迭加，迭加后所得到的滤波电感电流变化量如式（２．６１）所示，这里同吨，４＝吾（１—２Ｄ）ｏ’．，３矿（２．６１）由上述两式再次迭加即得到无ｌ·“迭加后的电流变化量，也即凡的变化量厶无，表达式如式（２．６２）所示，为了使该式有意义，需要１－４Ｄ＿＿＿０，则Ｄ郢．２５。她＝手≥（１－４Ｄ）Ｌ’ｊ＆矿（２．６２）比较式（２．４５）和（２．４６）可知，当占空比Ｄ冬０．２５的时候，四路ＣＣＭ工作模块交错并联后系统总输出电流脉动较单模块减小许多。由图２．１９（ｂ）还可知，总输出电流脉动频率是单模块的四倍。而当０．２５＜Ｄ＜１的时候，四个ＣＣＭ工作模块并联后总输出电流脉动较单模块也减小许多，且总输出电流脉动频率是单模块的四倍，这里不作进一步分析。上面讨论的是四个模块并联系统交错运行在ＣＣＭ模式的情况，实际模块并联数目当然可以不是四个。事实上，对于任意Ⅳ模块系统并联交错运行在ＣＣＭ模式，有如下结论：西安科技大学硕士学位论文①参与并联交错的模块数目越多，并联后总的电流纹波较之单一模块的纹波减小的越多，也即交错带来的效果越明显。②无论Ⅳ为何值，当占空比Ｄ很小（接近于０）或者很大（接近于１）的时候，交错带来的降低纹波幅值的效果都不明显，而占空比居中（接近０．５）的时候，降低纹波幅值的效果则总体比较明显。以上讨论的是电感电流连续的ＣＣＭ工作模式，当电感电流不连续时，也即系统工作在ＤＣＭ模式（Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ－Ｃｕｒｒｅｎｔ－Ｍｏｄｅｌ）的时候，有两种情况：一、当滤波电感电流不为零，占空比Ｄ＜Ｉ／Ｎ的时候，此时，各子模块输出电流无重叠，则交错运行并无法使总输出电流的纹波幅值减小，而只能使得纹波的频率增大。二、当滤波电感电流不为零，占空比Ｄ芝１／Ｎ时，此时，各子模块输出电流波形有重叠，则可以同时带来总输出电流纹波幅值减小和频率增大两大效果，且随着Ｄ的增加，各子模块输出电流波形重叠部分越来越大，消除纹波的效果也越来越明显，当Ｄ＝Ｉ的时候，即为ＣＣＭ工作模式。上述分析说明，当系统是工作在ＣＣＭ模式，或者工作在ＤＣＭ模式且滤波电感电流不为零占空比Ｄ＞Ｉ／Ｎ时，交错运行都能使得总输出电流的纹波幅值较之单个子模块时大为减小，频率则提升为原来的Ⅳ倍，而当系统工作在ＤＣＭ模式且滤波电感电流不为零，占空比Ｄ＜Ｉ／Ｎ时，交错运行只能够提高输出的纹波频率，却无法降低纹波幅值。虽然分析的是输出电流，但对电压也有类似的效果。此外，并联系统的交错运行还会带来一系列其他好处，诸如：减小输出滤波器体积重量，同时不增加开关频率、开关损耗和器件应力；改善输入电流波形，减小输入电容的容量和体积；提高输入端功率因数，减小输入端ＥＭＩ；提高系统效率和功率密度等等。由图２．１９（ａ）和图２．１９（ｂ）可知，这种方案使流过各个ＭＯＳＦＥＴ管的电流大大减小，ＭＯＳＦＥＴ管动作时，产生的开关损耗就大大下降。由于流过各个ＭＯＳＦＥＴ管的电流下降，使导通损耗也大为减小，这就使设计时考虑可靠性问题难度有显著的下降。同时，流过电感的电流减小，使得电感的取值也就小了很多，这样，整个电路的动态响应性能得到很大的提高，给开关频率的进一步提高创造可能。由图２．１９（ｂ）可见，输出电流是各个分支电流的叠加，很大程度的减小了输出电流的纹波值，进而输出电压的纹波值也会很小，输出电压值更加理想。同时，对输出滤波电容的要求便降低很多，很小的电容就可以达到很好的平滑波的效果，所以电容值可以取得很小。总之，电感值和电容值的大幅度减小，使得电路的体积变的更小，功率密度变得越来越大，为电路省出宝贵的空间。可以说，多相交错并联同步整流变换器表征了现在ＤＣ．ＤＣ变换器的发展方向：低电压、大电流、小体积、高频化、高功率密度、高可靠性、高效率、快速动态响应。２Ｂｕｃｋ型变换器的基本理论２．４均流技术２．４．１开关电源分布式与冗余技术概述大功率电源系统需要用若干台开关电源并联，以满足负载功率的要求。例如通信用输出４８Ｖ的ＡＣ．ＤＣ开关电源。目前单台最大输出电流可做到１００～２００Ａ，对于大型程控交换机等通信设备，需要４８Ｖ／２０００Ａ直流供电系统时，至少要１０台以上４８Ｖ／２００Ａ的开关型整流器并联才能正常工作。并联系统中，每个变换器只处理较小功率，不但降低了应力，还可以应用冗余技术，提高系统可靠性１２圳。（１）电源系统的发展方向之一是用分布式电源系统代替集中式电源供电系统。与集中式电源系统相比，分布式电源系统有更多的优点，如输出功率的可扩展性，使设计灵活，高可靠性，设计可以标准化，易于维护等。用分布式电源的好处是提高系统的灵活性；可将模块的开关频率提高到兆赫级，从而提高了模块的功率密度，使电源系统的体积、重量下降；各个模块的功率半导体器件的电流应力减小，提高了系统的可靠性；分布系统可方便地实现冗余，减少产品种类，便于标准化。（２）电源系统的发展方向之二是冗余技术，所谓冗余是指：设Ⅳ＋力台变换器模块并联，其中Ⅳ台用以供给负载所需电流，”台为后备（或称为冗余）模块，当正在工作的模块出现故障时，后备模块投入运行，这样Ｊ下在工作的Ⅳ台模块中即使有ｎ台同时发生故障，电源系统也仍能保证提供１００％的负载电流。除了使系统增加了容错冗余功率外，采用冗余技术，还可以实现热更换（ＨｏｔＰｌｕｇ．ｉｎ），即在保证系统不间断供电情况下，更换系统的失效模块。由于以上两个原因，即大功率负载需要和分布式电源系统的发展，开关电源并联技术的重要性日益增加。但是并联的开关变换器模块间需要采用均流（ＣｕｒｒｅｎｔＳｈａｒｉｎｇ）措施，它是实现大功率电源系统的关键。用以保证模块之间电流应力和热应力的均匀分配，防止一台或多台模块运行在电流极限值状态。因为并联运行的各个模块特性并不一致，外特性好（电压调整率小）的模块，可能承担更多的电流，甚至过载，从而使某些外特性较差的模块运行与轻载，甚至基本上是空载运行。其结果必然是分担电流多的模块，热应力大，降低了可靠性。例如，据专家分析，当电子元件温升从２５０Ｃ上升到５００Ｃ时，其寿命将大为降低，仅为２５０Ｃ时的１／６。因此热应力大，寿命就要下降。对若干开关变换器模块并联的电源系统，基本要求：一、各模块承受的电流能自动平衡，实现均流：二、为提高系统的可靠性，尽可能不增加外部均流控制的措施，并使均流与冗余技术结合；三、当输入电压和／或负载电流变化时，应保持输出电压稳定，并且均流的瞬态响应２７西安科技大学硕士学位论文好。①直接并联的问题尽管并联电源系统较之传统的单电源供电有一些明显的优势，但如果将各模块直接并联的话，就会存在一些问题，这些问题主要是由于系统中参与并联各模块特性难以做到完全一致造成的。由于工艺水平的以及误差的不可避免性，实际系统中参与并联的各个模块，它们彼此的参数或多或少都会有些差别，这种差别只可以尽量缩小，却难以完全避免。此外，各个模块的参数还会随着时间和温度等外界因素的变化而发生变化，而这种由于外界因素而产生的各模块参数的差别可能要比模块本身固有的差别要大的多。鉴于系统中参与并联的各电源模块的参数无法做到完全一致，如果将模块直接并联的话，也势必很难保证各模块均匀分担负载电流，可能会出现某些模块输出的电流比较大，某些模块输出的电流比较小，甚至还有些模块可能根本没有输出电流的情况。在并联电源系统中，如果各个模块输出的电流不一致，也即各个模块并没有均担负载电流的话，就可能会导致很多问题：首先，各个模块输出电流不一致，势必会导致某些模块输出电流比较大，相应的，这些模块所承受的电压和电流的应力也比较大，这就会使它们损坏的机率上升。其次，当系统工作在大负载状况时，如果各个模块输出电流不一致，则必然会导致其中输出电流最大的模块率先达到模块的最大电流，引起系统的保护动作，进而导致整个并联系统不能正常工作。此外，在动态过程中，会出现更大的输出电流不均衡现象，严重时甚至能够导致系统无法稳定工作。②均流控制的必要性ＤＣ．ＤＣ并联电源稳态输出直流电压，则单个模块的输出电流将直接决定于该模块的等效空载电压和输出电阻的大小，参与并联的每个模块都可以等效为一个电压源（代表空载电压）和一个电阻（代表输出电阻）的串联，这种等效方法可以为进一步研究ＤＣ／ＤＣ并联时的电流分布情况提供便利。两个模块并联时输出电流与输出电压的关系曲线，如图２．２０所示。ｙｙ％圪。％圪ｌ０，Ｉｌ１２０Ｉｌ１２Ｉ（ａ）空载电压不同，输出阻抗相等（ｂ）空载电压相等，输出阻抗不同图２．２０输出电流与输出电压的关系曲线２Ｂｕｃｋ型变换器的基本理论图２．２０（ａ）是两个模块的输出阻抗相等（输出特性曲线的斜率相等），但空载输出电压不相等时的情况，图２．２０（ｂ）是两个模块的空载输出电压相等，但输出阻抗不相等（输出特性曲线的斜率不相等）时的情况。图２．２０两个模块并联时输出电流与输出电压的关系，图２．２０（ａ）中两个模块的输出特性分别为：Ｋ＝圪。一厶·Ｒｏ（２．６３）圪＝圪。一厶·Ｒ输出电流差异为：（２．６４）Ⅳ：厶一厶：笔粤凡图２．２０（ｂ）中两个模块的输出特性分别为：Ｋ＝Ｖｏ一‘·Ｒｏ％＝圪一厶·Ｒ输出电流差异为：（２．６５）（２．６６）（２．６７）Ａ／＝厶一‘≈可Ｖｏ（Ｒ西ｏ，－面Ｒ０２）模块的空载电压和输出电阻都存在差别，那么，输出电流的情况就可想而知了。（２·６８）这只是针对两个模块并联的情况，且要么空载电压存在差别，要么输出电阻存在差别，而非两者同时存在差别。更一般的，如果不是两个模块而是多个模块并联，如果各因此，在采用并联技术实现分布式电源系统的同时，必须采取一定的措施来保证每个模块平均分担输出电流，只有这样，方能保证系统稳定可靠的工作，充分发挥并联电源的优点。２．４．２常用负载电流均流方法（１）下垂法下垂法是一种最简单的均流方法与开环技术，需规划一个电源输出阻抗以实现负载均流。该法在低电流时表现出很差的均匀效果，大电流时有所改善，能维持模块间大电流的平衡。下垂法原理，如图２．２１所示。五ｏＡＤ圪，（５ｙ）图２．２１下垂均流法２９西安科技大学硕士学位论文单个模块电流增大时，反馈电压降低，使其模块分配更少的电流。规划设置的输出阻抗为：Ｒ吡＝Ｏ．０１ＲＮ式中，Ⅳ为并联模块数。下垂均流法的特点时负载调整率降低，每个模块参数一致性要求高，不同容量模块间电流均衡分配困难。（２）主从设置法（２．６９）主从设置法适用于有电流型控制的并联开关电源系统中。所谓电流型控制是指开关电源模块中有电压控制和电流控制，形成双闭环系统。电流环是内环，电压环是外环。主从设置法是在并联的Ⅳ个变换器模块中，人为指定其中一个为“主模块（ＭａｓｔｅｒＭｏｄｕｌｅ）”，而其余个模块跟从主模块分配电流，称为“从模块（ＳｌａｖｅＭｏｄｕｌｅ）＂。Ｎ个ＤＣ．ＤＣ变换器模块并联的主从控制原理示意图，如图２．２２所示。从模块图２．２２主从设置法图２．２２中每个模块都是双环控制系统。设模块１为主模块，按电压控制规律工作，其余的Ⅳ－Ｊ个模块按电流型控制方式工作。珞ｆ为主模块的基准电压，硌为输出电压反馈信号。经过电压误差放大器，得到误差电压圪，它是主模块的电流基准，与所ｌ（反映主模块电流＾大小）比较后，产生控制电压圪，控制脉宽调制器和驱动器（图中未画出驱动器）工作。于是主模块电流将按电流基准圪调制，即模块电流近似与圪成正比。各个从模块的电压误差放大器接成跟随器的形式，主模块的电压误差圪输入各跟随器，于是跟随器输出均为圪，它即是从模块的电流基准，因此各个从模块的电流都按同一圪值调制，与主模块电流基本一致，从而实现了均流。（３）按平均电流值自动均流法按平均电流值自动流法，要求并联各模块的电流放大器输出端（如图２．２３中的点ａ），通过一个电阻Ｒ，接到一条公用母线上，称为均流母线（ＳｈａｒｅＢｕｓ），其带宽较窄。图２．２３画出了Ⅳ个并联模块中一个模块按平均电流自动均流的控制电路原理图。３０２Ｂｕｃｋ型变换器的基本理论Ｃ调节放大器（＋或－调节）图２．２３平均电流均流法图２．２３中，电压放大器输入为Ｋ’和反馈电压硌，以’是基准电压所和均流控制电压圪的综合，它与巧进行比较放大后，产生圪（电压误差），控制ＰＷＭ及驱动器。Ｋ为电流放大器的输出信号，与模块的负载电流成比例，％为母线电压。在两个模块并联（Ｎ＝２）的情况，Ｋｌ及％分别为模块１和２的电流信号，都经过阻值相同的电阻Ｒ接到母线ｂ，因此，当流入母线的电流为零时，可得到下式：（ｖｉｌ—Ｖｂ）ｌｅ＋（％一Ｖｂ）ＩＲ＝０，或Ｋ＝（Ｋｌ＋％）／２（２．７０）即母线电压圪是所ｌ和％的平均值，也代表了模块１、模块２输出电流的平均值。Ｋ与％之差代表均流误差，通过调整放大器（ＡｄｊｕｓｔｍｅｎｔＡｍｐｌｉｆｉｅｒ）输出一个调整电压圪（％可能大于、也可能小于所）。当ＶＩ＝Ｖｂ时，电阻Ｒ上的电压为零，Ｖ。＝Ｏ，表明这时已实现了均流。当Ｒ上有电压出现，说明模块间电流分配不均匀，所不等于圪，这时基准电压将按Ｖｒ’＝Ｖｒ＋Ｖｃ修正，相当于通过调整放大器改变蚱’，以达到均流的目的。这就是按平均电流（即按圪）法实现自动均流的原理。平均电流法可以精确地实现均流，但具体应用时会出现一些特殊问题。例如，当均流母线发生短路，或接在母线上的任一个模块不能工作时，母线电压下降，将促使各模块电压下调，甚至到达其下限，结果造成故障。而当某一模块的电流上升到其极限值时，该模块的所大幅增大，也会使它的输出电压自动调节到下限。（４）最大电流法自动均流最大电流法自动均流是一种自动设定主模块和从模块的方法，即在Ⅳ个并联的模块中，输出电流最大的模块，将自动成为主模块，而其余的模块则为从模块，它们的电压误差依次被整定，以校正负载电流分配的不均衡，又称为“自动主从控制法”。由于在Ⅳ个并联的模块中，事先没有人为设定哪个模块为主模块，而是按电流大小排序，电流大的模块自动称为主模块，所以也有人称为这个方法为“民主均流法”，如图２．２４所示。３ｌ西安科技大学硕士学位论文分配母线线电压等于所模块电流电压平均值调节放大器（＋麝调节）图２．２４最大电流均流法在图２．２４中若ａ，ｂ两点间的电阻用一个二极管（令ａ点接二极管阳极，ｂ点接阴极），这时均流母线上的电压％反映的是并联各模块的所中的最大值。由于二极管的单向性，只有对电流最大的模块二极管才导通，ａ点方能通过它与均流母线相连。设正常情况下，各模块分配的电流是均衡的。如果某个模块电流突然增大，成为Ⅳ个模块中电流最大的一个，于是所上升，该模块自动成为主模块，其他个模块为从模块，由前所述可知，这时，Ｖｂ＝．ＶＩｍ娃，而各从模块的Ｖｌ与％（即所ｍ觚）；比较，通过调整放大器整流基准电压，自动实现均流。但是，由于二极管总有Ｊ下向压降，主模块的均流会有误差，而从模块的均流则是较好的。根据最大电流法自动均流的原理，ＵｎｉｔｒｏｄｅＩＣ公司开发了“均流控制其集成电路”ＵＣ３９０７为了减小主模块均流误差，ＵＣ３９０７用单向缓冲器（Ｂｕｆｆｅｒ）代替二极管，在ａ，ｂ两点间接入缓冲器电路，如图２．２５所示。口均流母线‘＝图２．２５ａ、ｂ两点间接一缓冲器最大电流法自动均流具有冗余技术的特点，且可实现各路均流。本文第三章在Ｍａｔｌａｂ／Ｓｉｍｕｌｉｎｋ仿真环境下，利用最大电流法自动均流的原理，实现四相交错并联Ｂｕｃｋ变换器的各路均流。３２３基于Ｍａｔｌａｂ／Ｓｉｍｕｌｉｎｋ的多相ＤＣ．ＤＣ变换器的电路仿真３基于Ｍａｔｌａｂ／Ｓｉｍｕｌｉｎｋ的多相ＤＣ．ＤＣ变换器的电路仿真３．１Ｓｉｍｕｌｉｎｋ在ＤＣ．ＤＣ变换器仿真中的应用ＤＣ．ＤＣ变换器广泛应用于通讯、计算机、工业设备和家用电器等领域，对其仿真具有重要的意义。然而在使用传统电路仿真软件对其进行电路仿真时，实际情况并不理想，且仿真速度也相当慢。Ｍａｔｌａｂ／Ｓｉｍｕｌｉｎｋ作为国际上较为流行的用来对动态系统进行建模、仿真与分析的软件包，在对ＤＣ．ＤＣ变换器电路进行仿真时显现出巨大优势。现在市场上的电路仿真软件品种很多，其ｄ尸Ｓｐｉｃｅ因其友好的图形界面，强大的功能库，在电路仿真时得到广泛的应用。然而在使用该软件对ＤＣ．ＤＣ变换器进行电路仿真时，实际情况并不理想，因为Ｓｐｉｃｅ对变换器电路及其控制器的仿真很困难，其仿真速度也相当慢，而且不能处理复杂的电路。相对来说Ｍａｔｌａｂ／Ｓｉｍｕｌｉｎｋ作为国际上较为流行的用来对动态系统进行建模、仿真与分析的软件包，它支持离散、连续或者是两者混合的线性和非线性系统，在对ＤＣ．ＤＣ变换器电路仿真时同样具有很大优势。近年来，人们针对如何利用Ｓｉｍｕｌｉｎｋ仿真对ＤＣ．ＤＣ变换器进行了深入研究和探讨，其实际应用效果也比较理想【３６】。本文利用Ｍａｔｌａｂ／Ｓｉｍｕｌｉｎｋ仿真软件针对单路闭环Ｂｕｃｋ变换器进行仿真，并给出相应的电路仿真波形。然后对四相交错并联Ｂｕｃｋ变换器进行闭环仿真，给出相应的电路仿真波形，并对实验结果进行深入分析。３．１．１Ｍａｔｌａｂ／Ｓｉｍｕｌｉｎｋ的介绍Ｓｉｍｕｌｉｎｋ是Ｍａｔｌａｂ最重要的组件之一，它提供一个动态系统建模、仿真和综合分析的集成环境。在该环境中，无需大量书写程序，而只需要通过简单直观的鼠标操作，就可构造出复杂的系统。Ｓｉｍｕｌｉｎｋ具有适应面广、结构和流程清晰及仿真精细、贴近实际、效率高、灵活等优点，并基于以上优点Ｓｉｍｕｌｉｎｋ已被广泛应用于控制理论和数字信号处理的复杂仿真和设计。同时有大量的第三方软件和硬件可应用于或被要求应用于Ｓｉｍｕｌｉｎｋ。Ｓｉｍｕｌｉｎｋ是Ｍａｔｌａｂ中的一种可视化仿真工具，是一种基于Ｍａｔｌａｂ的框图设计环境，是实现动态系统建模、仿真和分析的一个软件包，被广泛应用于线性系统、非线性系统、数字控制及数字信号处理的建模和仿真中。Ｓｉｍｕｌｉｎｋ可以用连续采样时间、离散采样时间或两种混合的采样时间进行建模，它也支持多速率系统，也就是系统中的不同部分具有不同的采样速率。为了创建动态系统模型，Ｓｉｍｕｌｉｎｋ提供了一个建立模型方块图的图３３西安科技大学硕士学位论文形用户接ｍ（ａｕｉ），这个创建过程只需单击和拖动鼠标操作就能完成，它提供了一种更快捷、直接明了的方式，而且用户可以立即看到系统的仿真结果。构架在Ｓｉｍｕｌｉｎｋ基础之上的其他产品扩展了Ｓｉｍｕｌｉｎｋ多领域建模功能，也提供了用于设计、执行、验证和确认任务的相应工具。Ｓｉｍｕｌｉｎｋ与Ｍａｔｌａｂ的紧密集成，可以直接访问Ｍａｔｌａｂ大量的工具来进行算法研发、仿真的分析和可视化、批处理脚本的创建、建模环境的定制以及信号参数和测试数据的定义【叫。３．Ｉ．２Ｓｉｍｕｌｉｎｋ／ＳｉｍＰｏｗｅｒＳｙｓｔｅｍ仿真环境ＳｉｍＰｏｗｅｒＳｙｓｔｅｍ是在Ｓｉｍｕｌｉｎｋ环境下进行电力电子系统建模和仿真先进工具。它为发电输变电系统和电力分配计算方面提供了强有力的解决方法，尤其是当设计开发内容涉及控制系统设计时，优势更为突出。对于具有复杂自给型供电装置，如汽车、飞机、制造设备上的电气系统和普通用电装置，用ＳｉｍＰｏｗｅｒＳｙｓｔｅｍ进行分析和设计非常理想。ＳｉｍＰｏｗｅｒＳｙｓｔｅｍ是在Ｓｉｍｕｌｉｎｋ下面的一个专用模块集，由电气仿真专家ＴＥＱＳＩＭＩｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ最初开发。该模块集包含电气网络中常见的元器件和设备，以直观易用的图形方式对电气系统进行模型描述。模型可与其它Ｓｉｍｕｌｉｎｋ模块的相连接，进行一体化的系统级动态分析。ＳｉｍＰｏｗｅｒＳｙｓｔｅｍ特点：（１）使用标准电气符号进行电力系统的拓扑图形建模和仿真；标准的ＡＣ和ＤＣ电机模型模块、变压器、传输线、信号和脉冲发生器、ＨＶＤＣ控制、ＩＧＢＴ模块和大量设备模块，有断路器、二极管、ＩＧＢＴ、ＧＴＯ、ＭＯＳＦＥＴ和晶闸管；（２）使用Ｓｉｍｕｌｉｎｋ强有力的变步长积分器和零点穿越检测功能，给出高度精确的电力系统仿真计算结果；（３）为快速仿真和实时仿真提供了模型离散化方法；（４）提供多种分析方法，可以计算电路的状态空间表达；计算电流和电压的稳态解；设定或恢复初始电流．电压状态：（５）提供了扩展的电气系统网络设备模块，如电力机械，功率电子元件，控制测量模块和三相器件；（６）提供３６个功能演示模型，可直接运行仿真；ＳｉｍＰｏｗｅｒＳｙｓｔｅｍ与Ｓｉｍｕｌｉｎｋ／Ｍａｔｌａｂ是无逢结合在一起的。仿真仍可使用Ｓｉｍｕｌｉｎｋ强大的的变步长积分器，其中有一些专为刚性系统求解而设计，来精确的计算电气系统模型。另外，Ｓｉｍｕｌｉｎｋ的零点穿越检测功能，能以机器数据精度水平计算检测并求解不连续过程。Ｍａｔｌａｂ及其工具箱所提供的功能同样可以用来分析仿真结果，将其可视化，并进一步做整个完整系统的建摸、仿真和优化设计【３引。３基于Ｍａｔｌａｂ／Ｓｉｍｕｌｉｎｋ的多相ＤＣ．ＤＣ变换器的电路仿真３．２基于Ｍａｔｌａｂ／Ｓｉｍｕｌｉｎｋ的Ｂｕｃｋ同步整流变换器电路仿真在Ｂｕｃｋ变换器拓扑基础上，利用Ｓｉｍｕｌｉｎｋ／ＳｉｍＰｏｗｅｒＳｙｓｔｅｍ中的Ｕｎｉｖｅｒｓａｌ块及等效模型，如图３．１所示。Ｂｒｉｄｇｅ模块取代主开关管与整流二极管，实现Ｂｕｃｋ同步整流变换器电路，ＵｎｉｖｅｒｓａｌＢｒｉｄｇｅ模（ａ）ＵｎｉｖｅｒｓａｌＢｒｉｄｇｅ模型图３．１３．２．１Ｕｎｉｖｅｒｓａｌ（ｂ）ＵｎｉｖｅｒｓａｌＢｒｉｄｇｅ等效图Ｂｒｉｄｇｅ模型及等效图ＰＷＭＧｅｎｅｒａｔｏｒ模块Ｂｒｉｄｇｅ模型中的Ｑｌ和Ｑ２需一组互补波形来驱动，这里，利用ＳｉｍｕｌｉｎｋＵｎｉｖｅｒｓａｌ中的ＰＷＭＧｅｎｅｒａｔｏｒ模块，如图３．２所示，其产生一组互补脉冲波形可驱动Ｑ１和Ｑ２，且便于Ｂｕｃｋ变换器闭环回路的实现。图３．２ＰＷＭＧｅｎｅｒａｔｏｒ模型图ＰＷＭＧｅｎｅｔａｔｏｒ模块产生脉冲方波信号用于Ｂｕｃｋ变换器ＰＷＭ（ＰｕｌｓｅＷｉｄｔｈＭｏｄｕｌａｔｏｒ）调节模式，实现对输出稳压调节。Ｓｉｍｕｌｉｎｋ中ＰＷＭＧｅｎｅｔａｔｏｒ模块可以驱动ＦＥＴ管、ＧＴＯ管、ＩＧＢＴ管，此模块产生的互补脉冲方波组数决定于桥臂个数，例如，ＰＷＭＧｅｎｅｔａｔｏｒ模块设置为单桥臂，则可产生一组互补的脉冲方波，本文仿真都以Ｂｕｃｋ变换器拓扑为基础，所以此模块设置均为单桥臂模式。ＰＷＭＧｅｎｅｒａｔｏｒ模块集成锯齿波发生器，通过设置锯齿波频率即得Ｂｕｃｋ变换器电路工作频率。此模块支持ＤＣ．ＤＣ变换器“电压调节模式”，该模块ＰＷＭ脉冲波产生原理，如图３．３所示。图３．３中，Ｓｉｇｎａｌｓ为ＰＷＭＧｅｎｅｔａｔｏｒ模块输入端信号，其决定输出ＰＷＭ脉冲占空比大小。在整个Ｂｕｃｋ变换器闭环电路中，Ｓｉｇｎａｌｓ信号为Ｂｕｃｋ变换器输出电压反馈调节信号，使输出电压达到动态稳定。３５西安科技大学硕士学位论文Ｐｕ瓜ｅｌＰｕ瓜ｅ２图３．３ＰＷＭ脉冲波产生原理图３．２．２Ｂｕｃｋ同步整流变换器的仿真电路在Ｍａｔｌａｂ／Ｓｉｍｕｌｉｎｋ仿真环境下，Ｂｕｃｋ变换器拓扑与相关模块相结合，实现Ｂｕｃｋ同步整流变换器的仿真，如图３．４所示。ＤＣ’．士图３．４Ｂｕｃｋ同步整流变换器仿真电路仿真电路参数：输入电压：１２Ｖ；输出电压：２Ｖ：输出电感：ｌＯａｔＨ或４０“Ｈ：输出电容：２２０１ｉＦ或４００｝ｔＦ；输出电阻：０．１ｆ２；工作频率：ｌＯＯＫＩ－Ｉｚ。３．２．３仿真结果（１）输出电压建立波形，如图３．５所示。３基于Ｍａｔｌａｂ／Ｓｉｍｕｌｌｎｋ的多相ＤＣ．ＤＣ变换器的电路仿真嘲３．５输出Ｌ乜Ｈ建立波彤图罔３．５中，在电路工作频率为１００ＫＨｚ的情况下，输出电压稳定年２Ｖ所需时削为１７０９ｓ：由于电路末加软启动电路，所以．输出电压建立波形有一个上冲电压（最大值仅为２８ｖ），在实际电路中此上冲电压不会对电路器件损坏，同时，输出电压建立波形振荡频率小，不会对电路建立过程的稳定性带来影响。（２）输出电容值为２２ｃＩＩＩＦ对应的输出电压纹波波形，如图３．６所示。圈３．６输ｉ１３电压纹波波彤图（输出电容：２２０¨Ｆ）图３．６中，纹波电压峰峰值：３．３ｘ１０４ｖ：纹波频率：ＩＯＯＫＨｚ；输出电压：２．０００６５Ｖ，输出电压误差值为６×１０４ｖ。在上述其他电路参数不变情况下，增大输出电容ｒ墩值为４００¨Ｆ），再次观察输出电压波形，如图３．７所示。里耋！塑：垒茎塑圭耋２三耋圣罔３．７输出电压纹波波形幽（输出电辑：４００“Ｆ）首先，由于输出电容大，储存能量大．提供给负载的能量相对较小．这样，输出电压的甲均值会略有上升；其次，对比图３．６与图３７可知，输出电容值为４００１ｔＦ时，输出屯爪纹波显著减小，其峰峰值为１．５ｘ１０４Ｖ。仿真结果表明，随着输出电容的增大，输出电压纹波相应地减小。ｒ３１输出电感为１０ｐ，Ｈ时，输出电感电流波形．如图３．８所示。阿３．８输｜Ｉｌｌｎ感ＩＵ流波形蚓ｆ输出电感：１０ｌａＨ）图３．８中，输出电流为２０Ａ与输出电压、输出负载相对应；同时，可知整个电路Ｔ作与ＣＣＭ模式；输出电流纹波峰峰值为Ｏ０８Ａ。在其他电路参数不变的情况卜，输出电感值增大为４０１．ｔＨ，输出电感电流波形，如图３．９所示。３基于Ｍａｔｉａｂ／Ｓｉｍｕｌｉｎｋ的多相ＤＣ—ＤＣ堑换嚣的电路仿真一Ｕ窖，／，两兰‘三凹３．９输出电感电流波形目（输ｆｌｊ电感：４０¨Ｈ）图３．９中，输出电流纹波峰峰值为００２Ａ，较圈３８纹波峰峰值有明显减小。由于输出电感增大，电感储能±｝｝大．在理想情况下，有等效为随流电流源的趋势。仿真结果表明，输出电感越人输｝｝｛屯流纹波越小；Ｉ司时，由于输出电感Ａ大动态响应效祟蔗，了丌关频率的增ＪＪｕ，冈此，应该根据具体电路情况选择合适的输出电感。（４）主功率外关驱动脉冲与整流管驱动脉冲波形，如图３１０所示。｜芏｜３１０主功率开关驱动脉冲与整流管驱动脉冲波形幽图３１０中，通道１为主功率丌关驱动脉冲．通道２为整流管驱动脉冲波形：两路波形互补，幅值为１ｖ，且波形频率为ＩＯＯＫＨｚ，实现对Ｂｕｃｋ同步整流变换器电路的驱动作用。西安科技大学硕士学位论文３．３基于Ｍａｔｌａｂ／Ｓｉｍｕｌｉｎｋ的四相交错并联Ｂｕｃｋ变换器电路仿真在Ｍａｔｌａｂ／Ｓｉｍｕｌｉｎｋ环境下，对单相Ｂｕｃｋ变换器进行改进，结合相关仿真模块，实现四相交错并联Ｂｕｃｋ变换器，针对实验结果及仿真波形进行分析，并说明该拓扑结构的优点。３．３．１ＭＡＸ模块在四相交错并联Ｂｕｃｋ电路中，各路Ｂｕｃｋ变换器输出电流要实现均流，本仿真实验采用“最大电流均流法”，在Ｓｉｍｕｌｉｎｋ环境下可用ＭＡＸ模块来实现此功能。ＭＡＸ模型，如图３．１１所示。图３．１ｌＭＡＸ模型图ＭＡＸ模块设为ＭＩＮ型或ＭＡＸ型模块，当设为ＭＡＸ模型，其相当于一个最大值选择器，将各路输入值进行比较，将最大值输出；若为ＭＩＮ模块，功能与ＭＡＸ模块正好相反【３９１。本仿真设置ＭＡＸ模型为ＭＡＸ型，该模块输出的最大值作为各路电流比较器的基准电流，每路Ｂｕｃｋ参照该基准电流实现各路均流。３．３．２锯齿波模块与逻辑关系模块本实验为实现四相Ｂｕｃｋ变换器驱动脉冲相位交错，每路Ｂｕｃｋ变换器驱动脉冲均由锯齿波发生模块与逻辑关系模块共同产生，且对锯齿波发生模块进行延时设置，可实现每路锯齿波相位交错，最终产生每路驱动脉冲波形的相位也相互交错。锯齿波发生模块有三项设置：一、锯齿波频率即每路Ｂｕｃｋ变换器工作频率设置；二、锯齿波的幅值范围设置；三、锯齿波的延时设置。逻辑关系模块是输入端的两个信号相比较，若两个信号的逻辑关系符合该模块的设置，则输出布尔量“１”即“真”：否则，输出布尔量“０”即“假”。因此，该模块唯一需要设置的就是输入端信号的逻辑关系。锯齿波发生模块与逻辑关系模块连接，如图３．１２所示。动波形匕图３．１２锯齿波发生模块与逻辑关系模块连接图３基于Ｍａｔｌａｂ／Ｓｉｍｕｌｉｎｋ的多相ＤＣ—ＤＣ变换器的电路仿真图３．１２中，逻辑关系模块的输入信号分别为锯齿波与误差放大器输出信号％，输出信号为ＰＷＭ驱动脉冲波形。３．３．３四相交错并联Ｂｕｃｋ变换器的仿真电路在Ｍａｔｌａｂ／Ｓｉｍｕｌｉｎｋ仿真环境下，Ｂｕｃｋ变换器拓扑与相关模块相结合，实现四相交错并联Ｂｕｃｋ变换器，采用“最大电流均流法”实现各路输出电感电流均流，仿真电路，如图３．１３所示。－－ｉ，ｏ“ｌｌＵ－７．１＝仁■垦与一僻～口一．．：№Ｉ＂·ｉ洲·七ｊ。Ｅｉ山井’擎．１．Ｉ匕Ｃｌｒｒｅｌｔｉｅａｓｌｏ朗ｆＪ～－萋｝广引＃Ｐａｎ№ＣＩ—Ｉ］＇●ＯＣ讷｝■ｅａ¨ＩＢｒａｌｃｔ２．－Ｄｅｖｏｍｍ０硼－ｌＬ１１弋ｌＩ·Ｉ＿ｒ｝亡ｊＩｆ、·１．Ｌ压…三：曼．Ａ匡ｋｑ－－：１‘ＣｉｒｒｅＩｔＨｅａｓｉ幢ｍ●－臼）ｔ幢蕾ｅ－位二ｓＩ圣位！＝●ＤＣ恤—Ｆ］；ａｌｓ一№．１。｝－。ｃ伽陶～矿ｍⅢ舭１１＇‘ａｍ，￥，ｉｅｍｏ啪霉戡ｍ．＝Ｌ？Ｉ．－·ｌ＿－ａ广ｌｄ１ｌ叩茸０ｕｌ口ｌｈ＿。一Ｔ，ｑＶ●旨引。－№．主一一门ｍｎ～ｆ■１一一Ｉ。‘Ｉｏ妻臣］Ｉ－＂１＝ｌｅ：，，，ｉｅｌｅｌｅｖ＇ｉ）！｛●ＤＣ伽Ｉ＝ＩＣｉｒｒｅｉｔ■ｅａｉｉｒｅｍｅＩｔ帅—ｌ蕾｝－∞№嘲鼬睫妒讯Ⅲ舭峙＇ｌ●ｂ‘镰ｔｍ‘怕＿Ｊ－ｆ：＿１－Ｌ呻Ⅲ，＿Ｊ。嵋Ｉ诺融．怕卜－ｈ·Ｉ■一广ｌｄＥ。僻一网一ｒｆｌ．｝。ｌｔ毫未赢ｍ怕霉龇ｍＬ土苎知：麓ｃｌ｛ｍ引胁｝－～嘲脚妒眦啪吣ｎ【＇＝］。，ｔ句ｔｉ掣幢曹ｅ·＿二｝∞Ｖｏ｜－口图３．１３四相交错并联Ｂｕｃｋ变换器电路图图３．１３中，四路Ｂｕｃｋ变换器同时向一个负载供电，每路中各个元件的参数均相同，４ｌ西安科技大学硕士学位论文且各路共用一个输出电容。图３．１３中，ＩｄｅａｌＳｗｉｔｃｈ模块是主功率开关管，其导通等效电阻Ｉｂ＝Ｏ．００１ｆｌ，并非理想器件；当“ｇ”端输入“０”时，开关管断开，当“ｇ”端输入“１’’时，开关管导通。二极管模块是整流管，其导通等效电阻Ｋｎ＝Ｏ．００ｌＱ，正向导通压降Ｖｆ＝Ｏ．８Ｖ导通压降，并非理想器件。而电感、电容、电阻模块均为理想器件。图３．１３中，ＶｏｌｔａｇｅＭｅａｓｕｒｅｍｅｍ模块是电压测量单元。在Ｓｉｍｕｌｉｎｋ环境下，整个电路中具有电气特性单元（电源、电感、电容、电阻、二极管、模拟地）与逻辑单元（ＶｏｌｔａｇｅＭｅａｓｕｒｅｍｅｎｔ、ＣｕｒｒｅｎｔＭｅａｓｕｒｅｍｅｎｔ、ＭＡＸ、Ｓｕｂｓｙｓｔｅｍ）不能直接连接，必须通过ＶｏｌｔａｇｅＭｅａｓｕｒｅｍｅｎｔ模块作为转换环节，将这两种单元连接起来。ＣｕｒｒｅｎｔＭｅａｓｕｒｅｍｅｍ模块是输出电感电流测量单元，相当于实际电路中的“霍尔电流传感器”，该模块将每路测量的电感电流值送到ＭＡＸ模块的输入端，四路电感电流通过ＭＡＸ模块比较后，将最大值电流送入Ｓｕｂｓｙｓｔｅｍ模块，利用“最大电流均流法”实现各路输出电感电流均流。Ｓｕｂｓｙｓｔｅｍ模块是一个已封装模块，其内部结构，如图３．１４所示。图３．１４ＳｕｂｓｙｓｔｅｍＩ、２、３模块图３．１４中，该模块将锯齿波发生器、ＰＷＭ发生器、电流比较放大器、电压误差放大器、求和器封装为整体模块。该模块有四个输入端口与两个输出端口，用于与其他模块的连接。由Ｓｕｂｓｙｓｔｅｍ模块可知，ＭＡＸ模块输出信号送入电流比较放大器输入端（“４，’端口）作为电流基准信号，并与每个模块输出电感电流值进行比较，产生的信号送入求和器“负”输入端，然后与求和器“正”输入端信号（即误差放大器输出信号）求和，求和器输出端信号送入逻辑关系模块“下”输入端，与锯齿波进行比较，最终产生ＰＷＭ信号。可见，ＰＷＭ信号由电压调节环节与均流调节环节共同作用产生，此ＰＷＭ信号既可稳定输出电压又可实现各路模块输出电感电流均流。四相交错并联Ｂｕｃｋ仿真电路参数：输入电压：１２Ｖ；输出电压：１．５Ｖ；输出电感：１０Ｉ．ｔＨ；输出电容：３０ｐｔＦ：负载电阻：０．０ｌＱ；工作频率：３３０ＫＨｚ。４２！墨ｉ：：！：：：：ｉ：业生２：塑筌：：：：釜ｉ２：兰竺量３．４仿真结果（¨四相Ｂｕｃｋ变换器的输出电压建立波形，如图３１５所示圈３１５输山电压建立波形图图３１５中．在电路工作频率为３３０ＫＨｚ的情况下，输出电压稳定至１５Ｖ所需时问为４８０１ｊｓ，由于输出电感电流较大，因此，输出电压建立时间相对于单相Ｂｕｃｋ变换器长３１０１ａｓ。同时，在时『日Ｊ４８０ｌａｓ内，输出电流不能完全提供负载所需能量，与单相Ｂｕｃｋ相比较，瞬『Ｂｌ没有过多能量向电容充电，因此，输出电压建立过程没有上冲电压，提高输出电压建立时的安全性与稳定性。（２）本实验除四相交错并联Ｂｕｃｋ变换器仿真外，在电路参数不变情况下，进行三相交错并联Ｂｕｃｋ变换器仿真，并针对两种仿真的波形及参数进行比较。三相Ｂｕｃｋ变换器输出电感电流与输出电流波形．如图３１６所示。西安利￡大学硕士学位论文图３１６中，通道１为输出电流波形；通道２为Ｂｕｃｋｌ的输出电感电流波形；通道３为Ｂｕｃｋ２的输出电感电流波形；通道４为Ｂｕｃｋ３的输出电感电流波形，由图３１６可知，三相交错并联Ｂｕｃｋ变换器工作在ＣＣＭ模式下。四相Ｂｕｃｋ变换器输出电感电流与输出电流波形，如图３１７所示。图３１７四相输出电感电流与输山电流波形ｌ星ｊ图３１７中．通道１为输出电流波形；通道２为Ｂｕｃｋｌ的输出电感电流波形；通道３为Ｂｕｃｋ２的输出电感电流波形ｉ通道４为Ｂｕｃｋ３的输出ＩＵ感电流波形，通道５为Ｂｕｃｋ４的输出电感电流波形，由图３１７可知，四相交错并联Ｂｕｃｋ变换器工作在ＣＣＭ模式下。两种仿真所得输出电流参数进行比较，如表３１所示。表３．１两种仿真输出电流参数比较二相交错，ｒ联Ｂｕｃｋ变换器四相交错并联Ｂｕｃｋ变换器表３ｌ中，在输出电流值均为１４９０８Ａ情况下，网相Ｂｕｃｋ变换器每路承受电流平均值为３７２８Ａ，较三相Ｂｕｃｋ变换器减少１２３２Ａ，输出电感容量及体积均可减小，保证整个电路良好的动态响应特性；同时，每路承载电流降低，整个电路的安全性提高，寿命延长。四相Ｂｕｃｋ变换器输出电流纹波是四路输出电感电流纹波的叠加ｔ纹波频率＿＝ＩＪ１３２０ＫＨｚ．较三相Ｂｕｃｋ变换器增加３３０ＫＨｚ，是整个电路工作频率的四倍，输出电流纹波峰峰值为Ｏ０１８Ａ，较三相Ｂｕｃｋ变换器输出电流纹波峰峰值减少０．０｜２Ａ。仿真结果表明，多相交错并联Ｂｕｃｋ变换器的相数越多，输出电流纹波频率越大，纹波峰峰值越小，越趋近于理想直流稳压电源；同时，相数增加，电路复杂性及成本相ｊ垂圭竺篓窒！些呈些些塑兰垫２１：呈耋兰兰釜竺兰坠竺墨应增加：…此，多相交错井联Ｂｕｃｋ变换器相数的选择需从整个ＩＵ蹄性能指标、能量损耗、成本及开发周期等因素折中考虑。（３）ｉ相Ｂｕｃｋ吲３１８输山【Ｕ压纹波波形图图３１８中，输出电压：１．４９０８Ｖ；纹波电压峰峰值：５×１０一Ｖ，较单相Ｂｕｃｋ纹波电压峰峰值减小１０×１０。。Ｖ；纹波频率：９９０ＫＨｚ，三相Ｂｕｃｋ变换器电路动态响麻效果好；输出电压：１４９０８Ｖ，输出电压误差值为２ｘ１００ｖ，整个电路稳压效果较好。四相Ｂｕｃｋ变换器的输出电压纹波波形，如图３１９所示。图３１９中，输出电压：１４９０９Ｖ；纹波电压峰峰值；１ｘ１０。。Ｖ，较三相Ｂｕｃｋ变换器纹波电压峰峰值减少４ｘ１０’。Ｖ：纹波频率：１３２０ＫＨｚ，可知四相Ｂｕｃｋ变换器电路工作频率较高，整个电路动态响应效果好；输出电压：Ｉ４９０９Ｖ，可见输出电压误差值为１ｘ１０４Ｖ，整个电路稳压效果较三相Ｂｕｃｋ变换器更好。西安科技大学硕士学位论文仿真结果表明，多柑Ｂｕｃｋ变换器相数增加，输出ｌｎ流纹波频率增加，对输出电容充、放电频率增加，则输出电压纹波频率增加，其峰峰值碱小。（４１＝湘Ｂｕｃｋ变换器的ＰＷＭ驱动脉冲波形，如图３．２０所示。幽３２０二路ＰＷＭ驱动脉冲波形Ｈ削３．２０ｔｈ通道１为Ｂｕｃｋｌ驱动波形，通道２为Ｂｕｃｋ２驱动波形，通道３为Ｂｕｃｋ３驱动波形。每路波形幅值为１ｖ，频率为３３０ＫＨｚ；通道ｌ、２、３波形相位彼此帽错１２０。，体现了三相史错并联Ｂｕｃｋ变换器工作特性。叫相Ｂｕｃｋ变换器的ＰＷＭ驱动脉冲波形，如图３．２１所示。幽３２１四路ＰＷＭ驱动脉冲波形图图３．２１中，通道１为Ｂｕｃｋｌ驱动波形，通道２为Ｂｕｃｋ２驱动波形．通道３为Ｂｕｃｋ３驱动波形，通道４为Ｂｕｃｋ４驱动波形。每路波形幅值为ｌｖ，频率为３３０ＫＨｚ。通道１、２、３、４波形相位彼此相错９００，体现了四相交错并联Ｂｕｃｋ变换器工作特性。４四相交错并联同步整流ＤＣ—ＤＣ变换器的研究与实现４四相交错并联同步整流ＤＣ．ＤＣ变换器的研究与实现４．１主控芯片ＨＩＰ６３０１内部结构及工作原理ＨＩＰ６３０１是Ｉｎｔｅｒｓｉｌ公司推出的一款多相交错并联同步整流变换器的ＰＷＭ控制芯片，相对于普通的单相ＰＷＭ控制，多相ＰＷＭ控制增加一个或多个Ｂｕｃｋ变换器，且每路变换器的脉冲相位彼此间隔。其输出电流是多路输出电流的交错叠加，其电流纹波频率等于开关频率．磊与相数的乘积。４．１．１内部结构芯片ＨＩＰ６３０１内部结构，如图４．１所示。图４．１芯片内部结构图它主要由软启动、ＶＩＤ数模转换模块、误差放大器、ＰＷＭ比较器、电流均衡器、电流比较器、锯齿波发生器、欠压检测模块、过压保护模块、过流保护模块和芯片启动控制模块等构成。４７西安科技大学硕士学位论文４．１．２工作原理芯片工作原理及各部分的工作过程分述如下【４２Ｊ：（１）ＰＯＲ（ＰｏｗｅｒＯｎＲｅｓｅｔ）及软启动电路ＨＩＰ６３０１正常工作电压为５Ｖ，当比ｃ达到４．３７５Ｖ时，ＰＯＲ环节功能完成，振荡器、锯齿波发生器、软启动等被初始化。软启动使输出电压‰佗从零逐渐上升，避免电流过冲，直至‰达到预设基准电压‰，软启动停止工作。（２）电压环路误差放大器开环增益为７０ｄＢ，电压转换率为５．３Ｖ／ｇｓ，具有较好的误差放大器特性。输出电压‰佗反馈到误差放大器的反相输入端ＦＢ端，反馈电压信号‰使误差放大器输出电压‰改变，调节‰坞达到动态稳定。（３）电流环路采样电流求和平均器输出Ⅳ路采样电流的平均值ｋ。，然后每路采样电流ｋ通过电流均衡器分别与ｋｇ比较，电流均衡器输出信号Ｖｄｉｆ与‰共同作用完成ＰＷＭ占空比调节，实现每路电流均匀分配。（４）过压保护ＶＳＥＮ端与输出电压圪哪端相接，当圪。化高于‰ｆ的１１５％时，ＰＧＯＯＤ为低电平，芯片进入过压锁存间断，ＰＷＭ输出低电平，同步整流管导通，通过续流对负载进行保护，经过一段时间续流，输出电压低于参考电压‰的１１５％，则ＰＷＭ输出为高阻态，防止输出电容Ｃｏ与输出电感Ｌｏ发生谐振，使输出电感厶电流倒流向电源，引起额外的损耗。过压条件被释放后，芯片重新初始化，电路恢复正常工作。（５）过流保护电路多路采样电流的平均值ｋｇ与参考电流１．ｆ值（采样电流平均值的上限，设为８２．５Ｉ．ｔＡ）通过电流比较器，当ｋｇ大于ｋｆ时，电流比较器输出过流保护信号，ＰＷＭ输出信号为高阻态。ＨＩＰ６３０１进入等待间断状态，直至输出电流降至ｋｆ的２５％以下，电路重新软启动。（６）ＶＩＤ输出电压设计数字模块ＨＩＰ６３０１通过改变ＶＩＤ０－－－一ＶＩＤ４端子的二进制编码（ｏｏｏｏｏ－－一１１１１１），来改变基准电压‰ｆ，其范围为１．１００Ｖ＂一１．８５０Ｖ（ＶＲＭ９．０标准），步长为２５ｍＶ，精度为士１％，从而实现对输出电压的可编程。（７）其它通道逻辑电路ＨＩＰ６３０１能提供四路ＰＷＭ输出模式，可根据需要灵活选择２、３、４相，剩余各相与ＶＣＣ相接即可。４四相交错并联同步整流ＤＣ—ＤＣ变换器的研究与实现４．２驱动芯片ＨＩＰ６６０２内部结构及工作原理ＨＩＰ６６０２为Ｂｕｃｋ同步整流变换器驱动芯片，驱动两组Ｂｕｃｋ变换器，即驱动四个Ｎ沟道ＭＯＳＦＥＴ管。它与主控芯片ＨＩＰ６３０１构成四相交错并联同步整流Ｂｕｃｋ变换器电路。４．２．１内部结构驱动芯片ＨＩＰ６６０２其内部结构，如图４．２所示。ＰＶＣＣＶＣＣＢＯＯＴｌＵＧＡＴＥｌＰＨＡＳＥｌＰＷＭｌＬＧＡＴＥｌＰＧＮＤＢＯｏＴ２ＵＧＡＴＥ２ＰＷＭ２ＧＮＤＰＨＡＳＥ２ＬＧＡＴＥ２图４．２ＨＩＰ６６０２内部结构图其主要由控制逻辑模块、“自适应”死区保护模块、ＰＯＲ模块、内部自举电路、钳位二极管、图腾柱电路等组成【４３】。４．２．２工作原理ＨＩＰ６６０２通过ＰＷＭ端输入的ＰＷＭ信号，驱动Ｂｕｃｋ变换器的上、下端ＭＯＳＦＥＴ管。ＨＩＰ６６０２在初始化间断，上、下端ＭＯＳＦＥＴ管的驱动信号都为低电平，当芯片电源Ｖｃｃ上升至阀值电压，ＨＩＰ６６０２产生ＰＷＭ驱动信号，控制上、下端ＭＯＳＦＥＴ管，使Ｂｕｃｋ变换器进入工作状态。（１）输入ＰＷＭ信号与上、下端ＭＯＳＦＥＴ管驱动波形关系，如图４．３所示。４９西安科技大学硕士学位论文ＰＷＭＵＧＡＴＥ∞ｍ弋—一卜．一｛｛一；珥。ＧＡ他Ｌ．／ｒ｝卜—一豫∞舰＿；卜ＴＰＤｋ帆１ＰＤＨ嗡吼图４．３输入ＰＷＭ信号与上、。Ｆ驱动波形关系图芯片设置输入端ＰＷＭ信号上升沿时刻，输出驱动信号使下端ＭＯＳＦＥＴ管断开，整个波形变化如下：当输入端ＰＷＭ脉冲上升沿时刻，经过即Ｄ￡ＬＧＡＴＥ时间延时，下端驱动波形ＬＧＡＴＥ开始下降，典型下降时间为ＴＦＬＧＡＴＥ＝２０ｎｓ。同时，“自适应”死区保护模块对ＬＧＡＴＥ波形压降进行监测，到ＬＧＡＴＥ波形电压下降为１Ｖ以下时，ＵＧＡＴＥ波形压降延时时间ＴＰＤＨｕｏＡ＇ｍ。这样，充分保证不会使上、下端ＭＯＳＦＥＴ管同时导通，出现电源短路现象。当延时时间ＴＰＤＨｏｏＡ『ｒＥ结束后，ＵＧＡＴＥ波形电压经过ＴＲｕｏＡＴＥ时间上升至ＰＶＣＣ，则上端ＭＯＳＦＥＴ管导通。当ＰＷＭ下降沿时刻，表明上端ＭＯＳＦＥＴ管将被断开，下端ＭＯＳＦＥＴ管将被导通。此时，经过延时时间ＴＰＤＬｕｃＡＴＥ后，ＵＧＡＴＥ波形开始下降，下降时间为ＴＦｔｊｏＡ：ｒＥ。再次通过“自适应”死区保护模块监测ＰＨＡＳＥ端电压，直至ＰＨＡＳＥ端电压下降到０．５Ｖ时，ＬＧＡＴＥ波形开始上升，此过程为ＬＧＡＴＥ波形延时时间砰Ｄ两．咖。此后，ＬＧＡＴＥ波形经过豫ＬＧＡＴＥ时间上升至ＰＶＣＣ，驱动下端ＭＯＳＦＥＴ管。（２）“自适应”死区时间保护模块“自适应”死区时间保护模块是防止Ｂｕｃｋ变换器上、下端ＭＯＳＦＥＴ管同时导通，即总能保证一个ＭＯＳＦＥＴ管断开之后另一个ＭＯＳＦＥＴ管才会导通；自动调节死区时间，使死区时间达到最短，最终提高Ｂｕｃｋ变换器电路的效率和安全性。工作过程如下：当下端ＭＯＳＦＥＴ管被关断时，ＬＧＡＴＥ波形开始下降，“自适应”模块对ＬＧＡＴＥ进行监测，当ＬＧＡＴＥ波形电压至１．０Ｖ以下时，ＵＧＡＴＥ波形被允许上升。同时，在上端ＭＯＳＦＥＴ管关断时，“自适应”模块监测ＰＨＡＳＥ端电压，一旦ＰＨＡＳＥ端电压下降至０．５Ｖ以下时，ＬＧＡＴＥ波形允许上升；如果从上端ＭＯＳＦＥＴ管关断开始２５０ｎｓ内，ＰＨＡＳＥ端４四相交错并联同步整流ＤＣ—ＤＣ变换器的研究与实现电压未下降至Ｏ．５Ｖ以下，则ＬＧＡＴＥ波形被允许上升，同时“自适应”模块继续监测ＰＨＡＳＥ端，若ＰＨＡＳＥ端电压在２ｔａｓ内仍高于０．５Ｖ，则ＬＧＡＴＥ波形被迫拉为低电平，即下端ＭＯＳＦＥＴ管被关断。可见，下端ＭＯＳＦＥＴ管类似于一个二极管，是否导通或关断与ＰＨＡＳＥ端电压有关。此时，上、下端ＭＯＳＦＥＴ管都处于断开状态，直至输入端ＰＷＭ脉冲下一周期的上升沿到来时，ＵＧＡＴＥ与ＬＧＡＴＥ波形重新调节，使得电路正常工作。可见，利用“自适应”死区时间保从时间角度讲，可使死区时间最短，从能量角度讲，可节省能量损耗，提高工作效率，且使电路安全性大大提高。（３）ＰＯＲ（ＰｏｗｅｒＯｎＲｅｓｅｔ）模块ＨＩＰ６６０２整个电路初始化期间，ＶＣＣ到达９．９５Ｖ之前，ＵＧＡＴＥ与ＬＧＡＴＥ波形都为低电平。一旦ＶＣＣ大于９．９５Ｖ时输入端ＰＷＭ脉冲开始控制ＵＧＡＴＥ与ＬＧＡＴＥ波形，工作过程己上述，这里不再阐述。如果ＶＣＣ低于９．２Ｖ以下，ＵＧＡＴＥ与ＬＧＡＴＥ波形被迫拉为低电平，上、下端ＭＯＳＦＥＴ管关断。可见，ＰＯＲ模块控制着ＨＩＰ６６０２芯片启动或停止。（４）内部自举电路上、下端ＭＯＳＦＥＴ管的驱动是通过自举电路完成的。简单地在ＨＩＰ６６０２的ＢＯＯＴ端与ＰＨＡＳＥ端加一个电容，便构成内部自举电路，此电容称为“白举电容”。自举电容的最大耐压必须大于ＰＶＣＣ，电容值可按下式选择：ＣＢｏａＴ≥—常盟△ｙＢＯＯＴ，１（４．１）式中，‰为充满上端ＭＯＳＦＥＴ管栅极等效输入电容所需电量；厶ＶＢｏｏｒ为上端ＭＯＳＦＥＴ管驱动波形的最大纹波值。（５）驱动波形电压幅值的设定ＨＩＰ６６０２可通过ＰＶＣＣ灵活地设置驱动波形电压幅值，ＰＶＣＣ电压的范围为５Ｖ＂－－１２Ｖ。这样，根据不同的电路及参数设置驱动波形电压，可减小ＭＯＳＦＥＴ管的开关损耗和驱动损耗。４．３稳压芯片ＬＭ３１７ＬＭ３１７是一个晶体管式三管脚；输出电压为正向电压且可调节，范围为１．２Ｖ＇－－－３７Ｖ；输出最大电流为１．５Ａ，具有较强的带负载能力的稳压芯片。输出电压的调节非常简单，通过调节外接的电阻便可实现，如图４．４所示，这是ＬＭ３１７的典型稳压电路图ｍ】。５１西安科技大学硕士学位论文图４．４ＬＭ３１７典型稳压调节电路图由图４．４可得，输出电压表达式如下：ｐ‰＝１．２５ｙ（１＋詈）＋氏‘Ｒ２１、（４．２）ＬＭ３１７的用途很广，不但能实现输出电压的可调节，而且Ａｄｊｕｓｔｍｅｎｔ端与Ｏｕｔｐｕｔ端之间接一个固定电阻，ＬＭ３１７便可实现一个精准的电流调节器。ＬＭ３１７的特点：（１）最大输出电流值为１．５Ａ；（２）输出电压调节范围为１．２Ｖ～３７Ｖ；（３）内部有过温度保护环节：（４）内部短路电流限流环节；（５）在高压电路中，实现悬浮式操作；（６）表面贴装为Ｄ２ＰＡＫ和标准晶体管式三管脚封装。在本文中，利用ＬＭ３１７构成可调稳压电源，向ＨＩＰ６３０１与ＨＩＰ６６０２分别提供５Ｖ与１２Ｖ的工作电压。４．４电路设计本实验采用ＨＩＰ６３０１作为主控芯片，ＨＩＰ６６０２为驱动芯片实现四相并联同步整流Ｂｕｃｋ变换器，其电路结构，如图４．５所示。ＨＩＰ６３０１产生四路相位彼此相差９００的ＰＷＭ脉冲，ＰＷＭ脉冲输出端与两个ＨＩＰ６６０２驱动器相接，每个ＨＩＰ６６０２产生两组互补波形，从而形成四路ＰＷＭ驱动脉冲，驱动整个同步整流电路。电路设计中，四路每组Ｂｕｃｋ变换器的下端ＭＯＳＦＥＴ管（Ｑ２、Ｑ４、Ｑ６和Ｑ８）反向并联一个肖特基二极管，用来提高响应速度，降低漏极尖峰脉冲。两组ＬＭ３１７构成的稳压源分别给ＨＩＰ６３０１和ＨＩＰ６６０２提供５Ｖ、１２Ｖ工作电压。为简化设计，本次实验利用五个模拟开关和分压电阻组成的电路，向ＶＩＤ０一－ＶＩＤ４端输入“Ｏ、１”二进制编码，实现输出基准电压的选择。实验参数：输入电压：１２Ｖ；输出电压：１．８５Ｖ；额定输出电流：１０Ａ：工作频率：５２４四相交错并联同步整流ＤＣ—ＤＣ变换器的研究与实现１３０ｍ。图４．５实验电路图采用ＨＩＰ６３０１实现四路变换器电源，参数设计时存在电压环反馈电阻Ｒｉｎ、各相电流采样电阻尺ｉ湖、工作频率选择电阻研、主开关控制管和同步整流管、反相并联肖特基管、输出电容Ｃｏ和输出电感厶的选择。其主要元件参数的选择分述如下：（１）反馈电阻Ｒｉｎ采样平均电流‰ｇ经过Ｒｉｎ在ＦＢ端形成压降（称下垂补偿电压），如图４．１所示，电路由轻载变为满载时输出电压下冲，由于Ｒｉｎ压降的补偿使误差放大器仍工作在线性区，不会进入饱和区，使电路可以在更大的ｄｖ／ｄｔ下工作。本实验设计输出下冲电压为６０ｍＶ，则尺ｉｎ由下式选择：氏＝‰／５０卢，Ａ阻。（４．３）式中，％啪ｐ为输出下冲电压；５０心为满载时输出电流。根据式（４．３），Ｒｉｎ选１．２Ｋ．Ｏ的电（２）电流采样电阻月∞ｎＲ。饥选择要求：电路工作在满载时，其最大采样电流为５０ｕＡ，故有氏＝丘׉（删㈧（ｏｎ）／５０．，ｕＡ次实验ＩＬ＝２．５Ａ，ＦＤｓ（ｏｎ）＝６ｍＱ，根据式（４．４），则Ｒ。朋选择３００Ｑ的电阻。（３）工作频率选择电阻ＲＴ５３（４．４）式中，无是每路输出电感电流平均值；ｒＤｓ（ｒｅａｉｔｉｅｒ）（Ｏｎ）是ＭＯＳＦＥＴ整流管的导通电阻。本西安科技大学硕士学位论文每相变换器工作频率由芯片外接电阻ＲＴ决定，册一端接ＦＳ／ＤＩＳ端，另一端接地，ＨＩＰ６３０１芯片资料提供了尺Ｔ与频率的关系曲线。本次实验工作频率为１３０ＫＨｚ，ＲＴ选量程为１ＭＱ的高精度滑动变阻器。（４）主开关管和同步整流管在大电流ＤＣ．ＤＣ变换器应用中，ＭＯＳＦＥＴ的功率损耗、封装和散热是选择的主要因素。通常情况下ＭＯＳＦＥＴ主要损耗分为两部分：导通损耗和门极驱动损耗。研究表明并非导通电阻越低，效率就一定越高。衡量ＭＯＳＦＥＴ管损耗是由品质因数ＦＯＭ＝姥幔Ｄｓ（ｏｎ）来衡量（Ｑｇ是栅极驱动电荷，ＲＤｓ（ｏｎ）导通电阻）【４５１。对于Ｂｕｃｋ变换器，由于输入电压高，输出电压低，占空比较小；主开关管导通时间短，驱动损耗占主要部分，应选绕较小的ＭＯＳＦＥＴ管，故开关管功率损耗为：‰嗽：—］０２．１ＲＤｓ厂（ｏｎ）一．Ｖ０＋Ｑｇ．圪．Ｚ，ｉ（４．５）式中，石为开关频率；珞为栅极驱动电压；绕为栅极驱动电荷。同步整流管导通时间长，且可实现零电压导通，故驱动损耗较小而导通损耗占主要部分，应选ＲＤＳ（Ｏｎ）较小的ＭＯＳＦＥＴ管，故同步整流管功率损耗为：（４．６）‰：塑掣ｙｉ本实验除考虑上述因素外，同时结合电路额定输出电流（ＩＯＡ）、过冲电流（ＭＯＳＦＥＴ管最大允许电流）、同步整流管漏极尖峰电压（ＭＯＳＦＥＴ管耐压）、品质因数ＦＯＭ及成本等方面综合考虑选择器件，主开关控制管的参数：型号ＩＲＬ３１０３，Ｑｇ＝３３ｎＣ，ＲＤＳ（Ｏｎ）＝１２ｍＱ，ＶＤＳＳ＝３０Ｖ，ｌａ＝２０Ａ；同步整流管的参数：型号ＩＲＬ３８０３，盼１４０ｎＣ，ＲＤｓ（ｏｎ）＝６ｒｒ疵，ＶＤＳＳ＝３０Ｖ，Ｉｄ＝３０Ａ。（５）反向并联二极管在ＭＯＳＦＥＴ整流管上反向并联一个肖特基管可以提高动态响应速度，抑制漏极尖峰脉冲。本实验采用的肖特基二极管的参数：型号ＭＢＲ２０１００ＣＴ，ＩＦ（ＡＶ）＝２０Ａ，ＶＦ＝Ｏ．７Ｖ，ＶＲＲＭ＝３０Ｖ。（６）每相输出滤波电感设波谷电流ｆｖｓ与波峰电流昂ｓ之比为Ｋ，即，ｊＩＬ一华乙肛笋Ｏ，ｓ，士：！：Ｑ７’２高‘Ｌ。２厶锄＠７）每路Ｂｕｃｋ变换器输出电压％与输入电压“的关系为：Ｖｏ＝Ｋ·Ｄ（４．８）４四相交错并联同步整流ＤＣ－ＤＣ变换器的研究与实现式中，Ｄ为占空比。将式（４．８）代入式（４．７）中，有：厶＝鬻Ｋ厶２１而Ｆ了Ｐｉ（４．９）【４９）当Ｋ＝０时，求得临界连续条件下的临界电感三。。根据给定的允许纹波电流．Ａ／Ｌ要求，求得Ｋ值，从而获得输出滤波电感厶。本次实验设计允许每路纹波电流ＺＳ／Ｌ是负载电流值的１０％，每路输出电感电流凡＝２．５Ａ，则纹波电流Ａ／Ｌ＝１Ａ，根据式（４．７），Ｋ＝０．９；Ｋ＝１２Ｖ，ｆｓ＝１３０ＫＨｚ，Ｄ＝０．１５，根据式（４．９），电感￡ｏ的取值范围为１０１．ｔＨ＂５０９Ｈ。（７）输出滤波电容输出滤波电容可在单独Ｂｕｃｋ电路中考虑。当输出纹波电压值限定后，输出滤波电容的选择从两个方面考虑。（ａ）根据给定的输出纹波电压值，求得输出电容，则有Ｇ＝蹬Ｖｉ㈣式中，４％为每路输出允许纹波电压。（ｂ）输出电感纹波电流在输出电容串联等效电Ｎ（ＥＳＲ）上产生厶圪。为满足输出电压纹波要求，输出电容等效串联电阻（Ｅ欢）的选择满足下式：（４．１１）瑶ｓＲ≤衅Ｚｏ·（１一罟）本实验Ｋ＝１２Ｖ，ｆｓ＝１３０ＫＨｚ，Ｄ＝０．１５，Ｌｏ＝３０１ａＨ，Ｖｏ＝１．８５Ｖ，厶Ｖｏ＝５０ｍＶ，据式（４．１１），ＲＥＳＲ取小于３００ｍｆ２。本实验输出电容采用五个４７妒钽电容并联（钽电容具有容量大，等效电感（ＥＳＬ）值小，具有良好的阻抗．频率等特性１。４．５测试结果分析（１）负载调整率的测试①测试说明：输入电压为恒定值时，因变换负载引起的输出电压波动不应超过规定的范围。②测试仪器：可调直流稳压电源（ＣＡＬＴＥＫＣＡｌ８３０３Ｄ）－－台，设置输入电压为１２Ｖ；双通道示波器（ＲＩＧＯＬＤＳｌｌ０２Ｃ）－－台；阻值：Ｏ．１ｆ２、Ｏ．５Ｑ和１０Ｑ，精度：士１％，功率：１０Ｗ的水泥电阻若干，用于改变负载值；测试样机。③测试线路图：５５西安科技大学硕士学位论文图４．６负载调整率测试电路图④测试方法：第１步：将直流稳压电源输出电压调整到１２Ｖ，作为四相交错并联同步整流电源的输入，输出电流取最小值，记录最小负载量的输出电压矾；第２步：调节负载为５０％满载，记录对应的输出电压‰；第３步：调节负载为满载，记录对应的输出电压Ｕ２；第４步：负载调整率按以下公式计算：∥＝｛Ｉｕ‰Ｉ／Ｕｏ｝×１００％式中，∥为负载调整率；Ｕ为矾和觇中相对砺变化较大的值；负载调整率测试数据，如表４．１所示。表４．１负载调整率测试数据负载１０Ｑ０．３５Ｑ（４．１２）输出；电压Ｕｉ＝１．８６５ＶＵｏ＝１．８５１ＶＵ２＝１．８４６ＶＯ．１８Ｑ根据表４．１可知，Ｕ＝Ｉ．８５１Ｖ，根据式（４．１２），得出负载调整率为０．２％。测试结果表明：在输入电压恒定情况下，改变调节负载，使电路经过轻载、５０％满载、满载三个状态，将测试所得数据代入负载调整率公式，得出负载调整率为０．２％，其结果符合电路设计要求。（２）电源效率测试①测试说明：输出功率与输入功率的比值称为电源效率，且其不应低于规定的范围。②测试仪器：可调直流稳压电源（ＣＡＬＴＥＫＣＡｌ８３０３Ｄ）－－台，设置输入电压为１２Ｖ：双通道示波器（ＲＩＧＯＬＤＳｌｌ０２Ｃ）－－台；阻值：Ｏ．１Ｑ、０．５ｆ２和ｌＯＱ，精度：士１％，功率：１０Ｗ的水泥电阻若干，用于改变负载值：测试样机。③测试线路，如图４．６所示，这里不再重复。④测试方法：５６４四相交错并联同步整流ＤＣ—ＤＣ变换嚣的研究与实现第ｌ步：将直流稳压电源输出电压调整到１２Ｖ，作为四相交错并联同步整流电源的输入，输出电流取最小值，记录最小负载量的输出电压“：第２步：调节负载为５０％满载，记录对应的输出电压％；第３步：调节负载为满载，记录对应的输出电压Ｕ２；第４步；电源效率计算公式如下：－＝餐＝忐表４．２所示。表４．２电源效率测试数据㈣式中，ｖｉ为直流稳压电源的输入电压。＾舢为输入电流有效值。电源效率测试数据，如测试结果表明：在输入电压恒定情况下，改变调节负载，使电路经过轻载、５００／ｏ满载、满载三个状态，测得输入电流、负载及输出电压的数据，根据式（４．１３）得出电源效率在８１％８６％之间．具有较高的电源转换效率，符合本设计的要求。（３）ＰＷＭ驱动波形与输出纹波波形本次实验采用ＲＩＧＯＬ公司的双路探测示波器，故用通道ＣＨｌ和ＣＨ２展示实验波形。为清楚说明ＰＷＭ脉冲之间相位关系，实验中选择通道ＣＨｌ为ＰＷＭｌ驱动波形，通道ＣＨ２为ＰＷＭ３驱动波形，如图４．７所示。Ⅲ』二且：旺正－Ｊ１．．［正Ｊ《鲫｜Ｌｊｌ，畦ｆＬ儿Ｌ』．１Ｆｒ●删Ｊ岫９㈣“１）·”≈ｃＨＢｓ舶ｕ∞Ｈ＿；．０洲目Ｔ…胁岬０ｎ６｛创４７两路ＰＷＭ驱动波形波形相位相差１９００，两路驱动波形幅值为１２Ｖ，占空比为１５２％，ＰＷＭ驱动脉冲西安科技大学硕士学位论文最大尖峰值为０．８Ｖ，波形效果良好。输出电压纹波与ＰＷＭ脉冲关系，如图４．８所示。。Ⅲｒ概＾－ｈ｛ＣＨｌ：二：：５－ＯＯＵ理瞄圈．５５·ＯｍＵ强燃一ｌ＇ｍｍｏ…·一一ｉ…一＿：…Ｉｊ｛＾黛｛Ｚ．ｏｍ明ｍｕｓ＂÷０日·８ｕｕ荨一！图４．８输出电压纹波与ＰＷＭｌ脉冲关系通道ＣＨｌ为ＰＷＭｌ驱动波形，通道ＣＨ２为输出电压纹波，输出电压纹波频率（５２０ＫＨｚ）为ＰＷＭｌ脉冲频率（１３０ＫＨｚ）的四倍，输出电压纹波峰峰值为３３ｍＶ，若进一步改善纹波效果，可通过提高工作频率实现。（４）实验总结通过实验调试得出以下结论：当输入电压为１２Ｖ时，输出电压都可以稳定到１．８５Ｖ士０．２％；输出电压纹波峰峰值为３３ｍＶ；负载调整率为０．２％；满载时，电源效率为８６％。实验结果表明：采用多相交错并联技术实现同步整流变换器电源，具有效率高、动态响应速度快和输出纹波电压低等特点，为实现低压、大电流电源的设计发展提供了更大的空间。５８５结论５结论５．１总结在Ｍａｔｌａｂ／Ｓｉｍｕｌｉｎｋ环境下实现，输入电压：１２Ｖ；输出电压：２Ｖ；输出电阻：０．１Ｑ；工作频率：ＩＯＯＫＨｚ的单相Ｂｕｃｋ同步整流变换器电路仿真，仿真结果表明，Ｍａｔｌａｂ／Ｓｉｍｕｌｉｎｋ环境有几乎电力电子仿真所用到的所有模块，可根据实验需要自己设计电路模块，通过封装形成自定义电路模块，且电路搭建非常方便；Ｍａｔｌａｂ／Ｓｉｍｕｌｉｎｋ环境可观察仿真结果中的所有数据及波形，便于对电路瞬态和稳态状态进行分析。基于单相Ｂｕｃｋ变换器电路仿真，设计输入电压：１２Ｖ；输出电压：１．５Ｖ；输出电感：１０１．ｔＨ；输出电容：３０心；输出电阻：０．０１Ｑ；工作频率：３３０ＫＨｚ的四相交错并联Ｂｕｃｋ变换器仿真电路，仿真结果表明，四相Ｂｕｃｋ变换器输出电压纹波小，输出电流大，输出电流纹波小，输出电感、电容取值小，动态响应效果好，开关频率高。四相交错变换器的诸多特点表征了ＤＣ．ＤＣ变换器的发展方向。本文设计一种采用可生成四路相位交错ＰＷＭ脉冲的集成芯片（ＨＩＰ６３０１）实现低电压、大电流高性能的电源。文中对ＨＩＰ６３０１的内部结构、工作原理和元件参数的设计等作了详细阐述。在此基础上，研制了一台输出电压为１．８５Ｖ、额定电流达１０Ａ的稳压电源，文中针对实验电路进行了测试，对实验数据、波形等进行了分析，并给出了对应结果；电源负载调整率为０．２％，满载时的效率为８６％，输出电压纹波为３３ｍＶ。实验结果表明，采用多相交错并联技术实现同步整流变换器电源，具有效率高、动态响应速度快和输出纹波电压低等特点，为实现低压大电流电源的设计发展提供了更大的空间。５．２技术展望（１）在Ｍａｔｌａｂ／Ｓｉｍｕｌｉｎｋ环境下进行Ｂｕｃｋ变换器闭环电路仿真时，要对电路动态特性进行分析。在动态问题研究之Ｉｊ｛『先要解决好建立模型问题。由于开关电源是一个线性与非线性相结合的综合系统，研究的复杂性与难度性较大，所以，一直吸引着人们的注意力。因此，开关电源的小信号分析及闭环稳定和校正是今后研究的重点也是难点。（２）为进一步减小外围元件的尺寸，可使ＤＣ．ＤＣ变换器工作在更高的频率下，而高开关频率给电路设计带来很大的挑战，ＥＭＩ可能较明显，开关损耗与驱动损耗增大，整个变换器电路瞬态响应效果差，这是今后研究的重点。（３）在低压大电流ＤＣ．ＤＣ变换器中，如何在更低输出电压的环境下，保证高转换效率；如何将软开关技术充分地应用于Ｂｕｃｋ变换器电路，从能量损耗角度考虑，这两点是开关电源研究的重要趋势。５９西安科技大学硕士学位论文致谢在论文结束之际，我特别向我的导师倪云峰老师表示衷心地感谢。在整个的论文工作中，倪老师始终给予我悉心的指导和帮助。本论文从选题论证、研究工作和论文的撰写，都是在他的精心指导下完成的。他严谨的教学态度和无微不至的关怀始终激励着我，使我顺利完成论文工作。我要感谢课题指导教师刘健老师，在我整个毕业设计过程中，刘老师给予我细致耐心地指导。他业务精湛，经验丰富，给了我很大的帮助，使我受益匪浅。同时，要感谢程红丽和刘树林老师给予的关怀和帮助。此外，感谢同课题组的王利强同学，在整个课题研究过程中，我们时常对课题相关知识环节进行深入讨论，在讨论的过程中，我们学到许多宝贵的知识。同时，感谢实验室康海雷、杨燕娜、郭俊锋、宋振、王立、曹笛笛等同学在课题、学习以及生活中给予的支持和鼓励。感谢父母对于研究生学习生活的支持！同时感谢所有支持我论文工作的所有同学和朋友。参考文献参考文献［１】张占松，蔡宣三．开关电源的原理与设计．北京：电子工业出版社，２００５【２】杨旭，裴云庆，王兆安．开关电源技术．北京：机械工业出版社，２００４【３１王志强．开关电源设计．北京：电子工业出版社，２００５［４】李定宣．开关稳定电源设计与应用．北京：中国电力出版社，２００６【５】许幸．高效率同步整流型ＤＣ．ＤＣ开关电源的研究与设计：浙江大学，２００６【６】６［学位论文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作者：

学位授予单位：

贾荣

西安科技大学

本文链接：http://d.g.wanfangdata.com.cn/Thesis_Y1545678.aspx